Dc電的制造方法

Dc電的制造方法
【專利摘要】本發明提供一種具有大量相的dc電機。該機器包括轉子（8）和定子組裝件（6）。轉子（8）具有Np個旋轉場磁極。定子（6）具有Ns個繞組槽，其中Ns/Np是非整數比值。定子繞組包括接收在繞組槽中的多個線圈（4），并且定義多個定子相。功率電子開關組裝件包括能夠連接到外部設備和多個開關模塊（2）的第一和第二dc負載端子。每個開關模塊（2）包括功率電子裝置并連接到相應的定子線圈。第一比例的開關模塊（2）一起串聯連接在第一和第二dc負載端子之間，以及第二比例的開關模塊一起串聯連接在第一和第二dc負載端子之間以定義兩個并聯dc電路。
【專利說明】DC電機
【技術領域】
[0001]本發明涉及dc電機，以及具體地來說涉及具有高轉矩密度和高功率密度的機器，其高效且可靠，并且易于安裝和投入運行。
【背景技術】
[0002]Dc旋轉電機典型地包括被繞線定子包圍的轉子。使用連接換向器與扇形銅片的轉子和固定的電刷裝置以基于轉子的角度位置來控制轉子繞組中的電流換向。電刷換向的dc電機眾所周知能夠具有高氣隙剪切應力，但是它們的實際轉矩密度性能受限于電刷換向過程。固定電刷裝置和旋轉換向器將電機的dc端子電壓轉換成多相ac電壓，其在電樞繞組內在一定方向上和以一定速度旋轉，從而使得電樞磁動勢(mmf)基本固定且與場磁極正交對齊。由此，轉子mmf和定子場空間諧波譜基本同步，從而有助于平均軸轉矩。這是轉子與定子空間諧波之間的接近理想的關系，其允許電刷換向的dc電機的氣隙圓周大部分以高氣隙剪切應力工作。
[0003]但是，dc電機的電刷換向過程復雜且具有某些局限。
[0004]使用電樞線圈電壓來促成電樞電流換向。這意味著電刷位置必須設為到引出的換向器片段缺口(segment break)與電刷的尾邊緣接觸的時間時允許有足夠的時間使電流減小到低水平以避免起弧(所說的“欠換向”)，并且還避免到引出的換向器片缺口與電刷的尾邊緣接觸的時間時的電流減小以及隨后的電流逆轉的時間過長，以避免起弧(所說的“過換向”)。欠換向和過換向起弧模式通常都是破壞性的。
[0005]最重要的要求是，引出的換向器片缺口與電刷的尾邊緣接觸后即刻的換向器片之間的電壓必須足夠低以避免擊穿。還有最重要的要求是，電刷電流密度必須低以便于避免過多發熱、功率損耗和持續性起弧擊穿的風險。
[0006]在最基本電刷換向的dc電機中，電刷換向的定時是關鍵，并且是嚴重的性能局限，這是因為理想的電刷角度位置隨電樞電流和速度兩者而改變，即，對于電刷裝置，不存在單個理想角度位置。因此，要接受的是，在此類dc電機中，某些換向器起弧是不可避免的。但是，在大的dc電機中，可以通過使用整流極(或換向極)來緩解起弧和擊穿的風險，整流極(或換向極)用于響應電樞電流的變化而使場位置偏移。
[0007]由此，旋轉換向器和固定電刷裝置往往很大且復雜。而且，整流極占據電機內的空間，此空間本來可以以其他方式用于增加總氣隙通量和轉矩密度。這意味著給定的峰值氣隙剪切應力的轉矩密度相對較低。電刷換向的dc電機固有地為低電壓機器，例如小于I
kVo
[0008]可以使用負載換向逆變器(LCI)來克服電刷換向的一些問題。在使用LCI的電機中，由通常并入無刷勵磁的轉子繞組產生場。電樞繞組位于定子中，并通常使用三相或六相。靜態頻率變流器替代電刷換向器。可以在遠處設置以低切換頻率工作的基本自然換向的功率變流器。此類電機具有提高的轉矩密度和高效率，但是眾所周知地產生非期望的轉矩脈動。它們還不能采用上文描述的轉子與定子空間諧波之間接近理想的關系。因此，該平均氣隙剪切應力通常小于電刷換向的dc電機的平均氣隙剪切應力。但是，使用LCI的電機的一個優點在于，可能具有更聞的線電壓額定值，例如聞達11 kV。
[0009]更成熟的靜態頻率變流器已被使用，以允許LCI的轉矩脈動被基本消除，但是這些變流器復雜且欠效率。隨著線電壓額定值提高，此類變流器變得越加地復雜，并且特別是對于其額定高于6.6 kV的情況下。
[0010]電子換向的無刷dc電機是眾所周知的。GB 2117580公開一種無刷dc電機,其采用電子開關電路，這種電子開關電路使用電樞線圈電壓來產生晶閘管的自然換向。其他無刷dc電機使用輔助功率電路，如GB 2431528中公開的那些輔助功率電路來通過晶閘管逆向恢復促成強制性換向。使用半導體功率裝置已經優于這些電子換向器，半導體功率裝置能夠通過門控制，例如門極可關斷晶閘管(GTO)來導通和關斷。在授予本 申請人:的EP1798847中描述了此類電子換向器。電子換向的電機的可能缺點在于，它們固有性地不適于高電壓dc工作，這是因為使用串聯連接半導體功率裝置以及隔離高電壓ac應力的電樞繞組的主壁是必要的-注意電樞絕緣中的主要電壓應力是ac，這是因為電樞繞組中的每個端子依次連接到正和負dc端子。
[0011]EP 2403111描述了一種具有轉子和定子的風力渦輪發電機。該定子具有多個定子線圈，每個線圈連接到二極管整流器。提供一種發電機-公用設施電網接口，其中將二極管整流器分配到公用設施電網的每個相。

【發明內容】

[0012]本發明提供一種dc電機(例如，電動機或發電機),其包括:
具有Np個旋轉場磁極的轉子；
具有Ns個繞組槽的電樞(通常采用定子組裝件的形式)，其中Ns/Np是非整數比值；
具有接收在繞組槽中的多個線圈的電樞繞組，所述電樞繞組定義多個電樞相；以及 功率電子開關組裝件，其包括:
第一 dc負載端子；
第二 dc負載端子；以及
多個開關模塊，每個開關模塊具有兩個ac端子和兩個dc端子并且包括功率電子裝
置；
其中每個線圈連接到相應開關模塊的ac端子；以及
其中第一比例的開關模塊使得它們的dc端子一起串聯連接在第一和第二 dc負載端子之間以及第二比例的開關模塊使得它們的dc端子一起串聯連接在第一和第二 dc負載端子之間以定義兩個并聯的dc電路。
[0013]Ns/Np的非整數比值可以表示為η土 δ，其中η是整數，以及δ可以依據電機的物理設計和構造所確定的游標移位(vernier shift)來定義。
[0014]更具體地來說，在必須具有相對高數量磁極(例如，Np>80)以便將定子護鐵中的通量密度減到最小的大直徑低速機器中，最方便地通過相對于給定槽數常規電機中將常見的并且將提供Ns/Np的整數比值的磁極數量增加或減少磁極數量來提供游標移位。例如，如果要求具有Ns/Np=3的常規電機具有360個槽(Ns=360 )，則它將具有120個磁極(Np=120 )。根據此方法，游標移位可以表示為與常規電機比較時轉子圓周上的±2m個磁極，其中m是整數，因此最小可能游標移位是轉子圓周上的±2個磁極。或者換言之，對于給定數量的槽，轉子將具有比將在常規電機中常見的總磁極數多2或少2個的總磁極數。在上文給定360個槽的示例中，則具有m=l的最小值的本發明電機將具有118或122個磁極(Np=I 18或Np=122)，這對應于Ns/Np=3.05或Ns/Np=2.95以及δ =0.05。本方法的原則好處在于，其允許保留現有的定子疊片沖孔和線圈的常規設計(可以使用單層或兩層線圈)。將容易地認識至IJ，轉子在此過程中不會遭到任何代價(penalty)，因為此類大機器的轉子通常具有定制的設計。本方法等效地可應用于具有每個磁極相對較小槽數的其他大且高磁極數的機器。例如，制造Ns/Np=5土 δ (g卩，其中n=5)的電機將是可能的，雖然每個磁極使用標稱5個槽將并不常見。
[0015]在具有相對較少磁極(例如，Np < 16)且每個磁極的槽數相對較高(例如，9〈Ns/Np〈15)的較小機器的情況中，根據上文本發明方法的最小游標移位可能過于粗略，并且在此情況中，它等效地可應用于使用備選方法通過相對于給定磁極數常規電機中將常見的并且將提供Ns/Np的整數比值的槽數增加或減少電樞槽的數量Ns，來實現期望的游標移位。根據此備選方法，游標移位可以表示為與常規電機比較時電樞圓周上的±2q個磁極，其中q是整數，因此最小可能游標移位是電樞圓周上的±2個磁極。Ns的一些結果值將排斥采用單層線圈的電樞繞組的使用，但因為該備選方法針對較小的機器，所以使用能夠容納在任何常規槽數中的兩層線圈是可能的。還有，如果電樞中提供離散的槽，而相反每個線圈纏繞電樞齒(即，與齒為中心的繞組)，則若Nt是齒的數量，則對于所有實際目的，Nt=Ns,并且可以是任何便利的數量。
[0016]磁極通常均等地圍繞轉子圓周分布，并且游標移位圍繞電機的圓周或電樞是一致的。這意味著游標移位使得本發明的電機具有相對較高數量的電樞相。
[0017]具有每個磁極整數或非整數的槽數的常規電機具有互連以在引出端子提供三個相的多個內部電樞相(其通用要求是在ac域中串聯連接其基本電壓不同相的線圈)。在具有所說的“分數槽繞組”的常規機器，即具有每個磁極非整數的槽數的常規機器的情況中，強制要求在ac域中串聯連接其基本電壓不同相的線圈。更具體地來說，與每兩個磁極距的轉子旋轉同步地重復常規電機的內部相序列。在具有分數槽繞組的常規機器的情況中，雖然與每兩個磁極距同步重復內部相序列，但是在兩個磁極距的空間內，內部相電壓可以是不平衡的，并且引出端子處的相平衡僅通過將在ac域中多對磁極距上延伸的線圈組串聯連接來實現。再者，使用常規ac域互連的分數槽繞組排斥單層線圈的使用。但是，本發明的電機可以具有與Ns —樣多的電樞相(即，P=Ns),因為連續磁極距中的相序列按根據游標移位的量值和極性的速率前進或后退-正的游標移位促成前進的相序列以及負游標移位促成后退的相序列。這意味著，鑒于常規機器中的相序列按有規律和緊密分隔的間隔圍繞電樞圓周重復并按與轉子相同的方向和相同的速度來旋轉，本發明的電機具有這樣的相序列，其中圍繞電樞圓周為寬分隔的間隔的電樞線圈與電相序列相鄰，并且此相序列可以按與轉子相同或相反的方向以及不同的速度旋轉。電樞相的數量還取決于電樞線圈的拓撲。例如，對于給定轉子拓撲，采用單層線圈的電樞將具有采用兩層線圈的相當的電樞的電樞相數一半的數量。
[0018]下文描述假定電機設計成提供最大數量的相。但是，根據磁極的數量，例如設計具有比最大相數少的電機在技術上是可能的。為此原因，下文描述將理解為說明性的，并且根據本發明的電機不限于具有指示的相數P。在使用第一方法來實現上文描述的表示為與常規電機比較時的轉子圓周上±2m個磁極的游標移位的情況中，當將單層線圈與偶數數量的槽一起使用時，則P=Ns/4m，以及當將兩層線圈與偶數數量的槽一起使用時，則P=Ns/2m。當使用第二方法來實現上文描述的游標移位時，在將單層線圈與槽數Ns —起使用以使Ns/4為整數時，則P=Ns/4，以及將兩層線圈與偶數數量的槽一起使用時，則P=Ns/2。在電樞具有奇數數量的槽的情況中，則P=Ns,以及必須使用，無論是兩層線圈還是齒線圈。
[0019]如果對于其中Ns=360以及Np=I 18或Np=122，其中通過選擇m=l將游標移位設為δ的最大值，以及其中以兩層線圈纏繞電樞的示例考慮第一方法，則無論游標移位的極性，本發明的電機將具有180個有效電樞相(Ρ=180 )。更精確地來說，該電樞將具有帶2°電相間隔的第一組180個線圈和與第一組的線圈反相的帶2°電相間隔的第二組180個線圈-這是業界標準約定，將線圈和反相線圈考慮為單個有效電樞相內的兩個元件。但是，如果電樞以單層線圈纏繞，則無論游標移位的極性，本發明的電機將具有90個有效電樞相(Ρ=90)。更精確地來說，該電樞將具有帶4°電相間隔的第一組90個線圈和與第一組的線圈反相的帶4°電相間隔的第二組90個線圈。當在m=2 (即，Np=116或Np=124)的情況中考慮該示例的派生時，則具體取決于使用兩層還是單層線圈，電機將具有分別帶4°或8°電相間隔的90個或45個電樞相。在其中電樞具有帶采用兩層線圈或以齒為中心的繞組的奇數數量的槽的情況中，則電樞將具有360個電樞相(P=360)，或更具體地來說，具有帶1°電相間隔的單個組360個線圈。在其中電樞具有帶采用以齒為中心的繞組的偶數數量的槽(和齒)的情況中，則電樞將具有180個相(P=180)，或更具體地來說，電樞將具有帶2°電相間隔的第一組180個線圈和與第一組的線圈反相的帶2°電相間隔的第二組180個線圈。
[0020]游標移位的量值還影響通過功率電子開關組裝件的開關模塊能夠將線圈互連的方式以及控制開關模塊的方式。除了其中電機具有奇數數量的線圈和奇數數量的電樞相的情況的以外，本發明的電機將具有每個電樞相中偶數數量的線圈以及在特定電樞相中的每個線圈的開路電壓波形的模量是大約相等的，以及為了在相等且理想的電磁條件下操作每個線圈，優選為使分別連接到該特定電樞相內的線圈的每個開關模塊中的開關事件基本同時地執行。換言之，電機的特定電樞相內的所有線圈優選地基本以相同的功率因子和諧波結構工作。因此，結論是如上文描述具有第一和第二組線圈的電機應該按如下方式工作，其中任何特定線圈中的開關事件被圍繞電樞180機械度位移的線圈中的反相開關事件反映，以使兩個開關事件在連接到電樞組裝件的直徑方面相對側的線圈的兩個單獨開關模塊中基本同時發生。相似地，具有第一、第二、第三和第四組線圈的電機必須按如下方式工作，其中任何特定線圈中的開關事件被圍繞電樞180機械度位移的線圈的線圈中的同一的開關事件反映以及被圍繞電樞90和270機械度位移的線圈中的兩個同一反相開關事件反映，以使四個開關事件在連接到圍繞電樞組裝件均等分隔的線圈的四個單獨開關模塊中基本同時發生。可以采用任何便利數量的線圈組和對應的同時開關事件，但是將容易理解的是，重要的目的在于采用最大數量的電樞相，同時簡化線圈的dc域互連，以及為此原因，將因此常常優選為電機具有最小數量的線圈組和同時的開關事件。
[0021]可以使用任何便利形式的常規線圈，但是將它們一起串聯連接在dc域中(S卩，開關模塊的dc端子側)以定義至少兩個并行dc電路。它們優選地在ac域中不連接在一起。每個線圈優選地具有連接到控制該線圈電流的對應開關模塊的ac端子的ac端子。將容易地認識到，可以將線圈均勻地按大約但非精確地每個磁極η個槽來附設。在通用布置中，則η=3，但是對于電機來說每個磁極具有其他數量的槽是可能的，正如上文提到的。雖然在ac域中將線圈連接在一起不是首選，但是這仍保持技術上的可能性，仍視為在本發明的范圍內。因此應該將開關模塊(或其H橋-參見下文)連接到線圈的任何引述理解為不排斥根據機器設計連接到兩個或更多個線圈的選擇。例如，在具有四的倍數個線圈的機器中，在ac域中將物理上相鄰或至少位置緊密的成對線圈串聯連接以及將每對線圈連接到單個開關模塊在技術上將是可能的。如本文其他地方描述的，然后將開關模塊的dc端子互連。與將每個開關模塊連接到僅單個線圈的機器相比，這種機器將具有電樞相的數量的一半，以及開關模塊的數量的一半。這種線圈的ac互連將導致線圈電壓的相疊加。相應地，兩個串聯連接的線圈的電壓的疊加基本分量將小于單個線圈的電壓的基本分量的兩倍。機器設計人員將必須考慮在ac域中將每個開關模塊連接到兩個或更多個線圈所導致的輸出電壓減小的缺點，并針對具有更少組件和更低復雜性的功率電子開關組裝件的優點進行平衡。
[0022]正如上文提到的，線圈可以是兩層線圈(例如，常規菱形線圈)，其中Ns個線圈被接收在繞組槽中，并定義最大Ns/2個電樞相，例如當使用游標移位的第一方法時，其中m=l。一個例外是，當Ns個線圈接收在繞組槽中并定義最大Ns個電樞相時在Ns是奇數時其中m=l0作為備選，線圈可以是單層線圈，其中Ns/2個線圈被接收在繞組槽中，并定義最大Ns/4個電樞相，例如當使用游標移位的第一方法時，其中m=l。作為又一個備選，線圈可以采用以齒為中心的繞組的形式，其中每個線圈圍繞著電樞齒纏繞。此類布置將具有Ns個線圈，其當Ns是奇數時定義最大Ns個電樞相，以及當Ns是偶數時，定義最大Ns/2個電樞相。
[0023]電機的功率電子開關組裝件具有可連接到外部設備的至少第一和第二 dc負載端子。例如，單通道機器具有正dc負載端子和負dc負載端子，而雙通道機器具有能夠并聯連接到外部設備的一對正dc負載端子和一對負dc負載端子。實際中，可以將功率電子開關組裝件劃分成偶數個分段，每個分段具有一個或多個開關模塊和第一和第二本地dc端子，例如本地正dc端子和本地負dc端子。多個分段的第一和第二本地dc端子可以彼此互連以及與功率電子開關組裝件的第一和第二 dc負載端子互連以將這些分段互連。雖然功率電子開關組裝件的相應本地dc端子優選地圍繞電樞圓周按規則間隔設置，如下文更詳細的描述，但是可以將dc負載端子共同設在適合的端子封裝內以利于將電機容易地連接到外部設備。
[0024]下文參考圖14A至14D描述一些特定布置，其中功率電子開關組裝件的個體的開關模塊由方框示意性表示。圖14A至14D的每個包括上方圖和下方圖，上方圖示出功率電子開關組裝件的開關模塊和相應分段的本地dc端子如何在物理上圍繞電樞或定子組裝件的圓周布置，以及下方圖以示意方式圖示出開關模塊如何互連。為了簡明，限制了每個分段的開關模塊的數量。
[0025]在圖14A和圖14B所不的第一布置中，電機具有正dc負載端子DC+和負dc負載端子DC-。功率電子開關組裝件的開關模塊定義兩個并聯dc電路。更具體地來說，將第一比例(例如對于對稱dc電路和偶數個電樞相為50% (B卩，圖14A)或對于非對稱dc電路和奇數個電樞相為八％ (S卩，圖14B))的開關模塊串聯連接在一起以定義在dc負載端子之間延伸的第一 dc電路，以及將第二比例(例如，對于對稱dc電路為50%或對于非對稱dc電路為B%=(100-A%))的開關模塊串聯連接在一起以定義在dc負載端子之間延伸的第二 dc電路。功率電子開關組裝件因此被劃分成兩個分段，每個分段對應于dc電路。第一和第二分段的本地正dc端子Segl+和Seg2+分別彼此緊鄰布設，并且彼此互連以及互連到正dc負載端子DC+。相似地，第一和第二分段的本地負dc端子Segl-和Seg2_分別彼此緊鄰布設，并且彼此互連以及互連到負dc負載端子DC-。因此，將容易地認識到，在第一布置中，功率電子開關組裝件包括總計4個本地dc端子，其定義2個互連的對。互連的對的其中一個連接到正dc負載端子DC+，以及互連的對的另一個連接到負dc負載端子DC-。本地dc端子的互連的對的其中一個可以定義電樞的圓周基準線，以及在基準線的相對側(例如，順時針和反時針側)上的并聯dc電路中產生的電壓的量值和極性優選地基本平衡。每個分段的個體的本地dc端子可以間隔基本180機械度來布設，如圖14A和圖14B所示。可以相似地將本地dc端子的互連的對間隔基本180機械度來布設。
[0026]在圖14C所示的第二布置中，電機具有正dc負載端子DC+和負dc負載端子DC-。功率電子開關組裝件的開關模塊定義四個并聯dc電路。更具體地來說，將第一比例(例如，對于對稱dc電路和偶數個電樞相為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在dc負載端子之間延伸的第一 dc電路，將第二比例(例如，對于對稱dc電路為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在dc負載端子之間延伸的第二 dc電路，將第三比例(例如，對于對稱dc電路為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在dc負載端子之間延伸的第三dc電路，以及將第四比例(例如，對于對稱dc電路為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在dc負載端子之間延伸的第四dc電路。因此，功率電子開關組裝件劃分成4個分段，每個分段對應于dc電路。第一和第二分段的本地負dc端子Segl-和Seg2_分別彼此緊鄰布設并且彼此互連，并互連到負dc負載端子DC-。第二和第三分段的本地正dc端子Seg2+和Seg3+分別彼此緊鄰布設并且彼此互連，并互連到正dc負載端子DC+。第三和第四分段的本地負dc端子Seg3_和Seg4_分別彼此緊鄰布設并且彼此互連，并互連到負dc負載端子DC-。第四和第一分段的本地正dc端子Seg4+和Segl+分別彼此緊鄰布設并且彼此互連，并互連到正dc負載端子DC+。因此，將容易地認識到在第二布置中，功率電子開關組裝件包括總計8個本地dc端子，其定義4個互連的對。這些互連的對的其中兩個連接到正dc負載端子DC+，以及互連的對的其中兩個連接到負dc負載端子DC-。本地dc端子的這些互連的對其中之一可以定義電樞的圓周基準線和基準線的相對側(例如，順時針和逆時針側)上的并聯dc電路中產生的電壓的量值和極性優選地得以基本平衡。每個分段的個體的本地dc端子可以間隔基本90機械度來布設，如圖14C所示。可以相似地將本地dc端子的互連的對間隔基本90機械度來布設。更具體的來說，可以相似地將連接到正dc負載端子的本地dc端子的兩個互連的對間隔基本180機械度來布設，同時可以相似地將連接到負dc負載端子的本地dc端子的兩個互連的對間隔基本180機械度來布設。
[0027]在圖14D所示的第三布置中，那時該電機是雙通道機器，其中具有正dc負載端子DCl+和DC2+以及負dc負載端子DCl-和DC2-。功率電子開關組裝件的開關模塊定義4個并聯dc電路。更具體地來說，將第一比例(例如，對于對稱dc電路和偶數個電樞相為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在第一和第二 dc負載端子DCl+和DCl-之間延伸的第一 dc電路，將第二比例(例如，對于對稱dc電路為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在第一和第二 dc負載端子DCl+和DCl-之間延伸的第二 dc電路，將第三比例(例如，對于對稱dc電路為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在第三和第四dc負載端子DC2+和DC2-之間延伸的第三dc電路，以及將第四比例(例如，對于對稱dc電路為25%)的開關模塊串聯連接在一起以定義在第三和第四dc負載端子DC2+和DC2-之間延伸的第四dc電路。因此，功率電子開關組裝件劃分成4個分段，每個分段對應于dc電路。第一和第二分段的本地負dc端子Segl-和Seg2_分別彼此緊鄰布設，但是它們不互連到彼此。第二和第三分段的本地正dc端子Seg2+和Seg3+分別彼此緊鄰布設，但是它們彼此不互連。第三和第四分段的本地負dc端子Seg3-和Seg4-分別彼此緊鄰布設，但是它們彼此不互連。第四和第一分段的本地正dc端子Seg4+和Segl+分別彼此緊鄰布設，但是它們彼此不互連。第一和第三分段的本地正dc端子Segl+和Seg3+分別彼此互連，并互連到第一 dc負載端子DC1+。第一和第三分段的本地負dc端子Segl-和Seg3_分別彼此互連，并互連到第二 dc負載端子DC1-。第二和第四分段的本地正dc端子Seg2+和Seg4+分別彼此互連，并互連到第三dc負載端子DC2+。第二和第四分段的本地負dc端子Seg2-和Seg4_分別彼此互連，并互連到第四dc負載端子DC2-。因此，將容易地認識到在第三布置中，功率電子開關組裝件包括總計8個本地dc端子，其定義4個互連的對。每個分段的個體的本地dc端子可以間隔基本90機械度布設，如圖14D所示。但是，不同于第一和第二布置中那樣，定義每個互連的對的本地dc端子不彼此緊鄰布設，而是間隔基本180機械度來布設。本地dc端子的這些緊鄰但不互連的對其中之一可以定義電樞的圓周基準線和基準線的相對側(例如，順時針和逆時針側)上的并聯dc電路中產生的電壓的量值和極性優選地得以基本平衡。更具體的來說，此平衡優選地基本獨立于雙通道布置的相應通道來實現，因為并聯連接的分段Segl和Seg3間隔基本180機械度來布設，以及并聯連接的分段Seg2和Seg4間隔基本180機械度來布設。
[0028]一般來說，可以將基準線設在圍繞電樞圓周與形成功率電子開關組裝件的dc電路或分段的其中之一的串聯連接的開關模塊串的物理開始或結束處的本地dc端子基本一致的任何位置。當每個dc電路采用相等數量的線圈時或利用奇數個相且相的數量很大時，在此基準線的任一側上產 生的電壓將基本平衡，而不管并聯dc電路或通道的數量。
[0029]具有對稱dc電路的第一布置可以視為“基準”布置，其具有平均dc電壓Vdc=Ipu和dc負載端子電流Idc=lpu。通過比較,對于第二布置Vdc=0.5pu和Idc=2pu和對于第三布置Vdc=0.5pu和Idc=2pu，當機器定義為雙通道機器，其中兩個通道實際由外部設備并聯連接時，每個通道具有額定值Vdc=0.5pu和Idc=lpu。雖然一般不是首選且未示出，但是第三布置的兩個通道在原理上能夠通過將第二 dc負載端子DCl-連接到第三dc負載端子DC2+來串聯連接，從而在第一和第四dc負載端子DCl+和DC2-處給出Vdc=Ipu和Idc=lpu。對于具有非對稱dc電路的第一布置，那時非對稱程度將通常是最小的，因為采用大量相，并且第一和第二并聯dc電路中的電流不足以失衡而成為問題。通常，非對稱布置將具有與對稱布置大約相同的模塊總數，由此Vdc ^ Ipu和Idc ^ Ipu0下文更詳細地描述對稱性的諧波、可變負載和故障模式方面。
[0030]如果功率電子開關組裝件包括兩個分段和四個本地dc端子，則每個分段的本地dc端子通常將間隔基本180機械度來布設。如果功率電子開關組裝件包括多于兩個分段和多于四個本地dc端子，例如對于具有四個分段的單通道機器或雙通道機器，則可以將每個分段的本地dc端子間隔適合的度數來布設。互連的本地dc端子(即，形成本地dc端子的互連的對)可以彼此相鄰設置或間隔適合度數來布設。可以提供dc電路的不同布置，但是全部滿足上文的要求:至少第一比例的開關模塊一起串聯連接在第一和第二 dc負載端子之間，以及第二比例的開關模塊一起串聯連接在第一和第二 dc負載端子之間以定義兩個并聯dc電路。一般來說，接著可以在第一和第二 dc負載端子之間提供串聯連接的開關模塊的任何便利數量的附加并聯dc電路。在雙通道機器中，提供第三和第四dc負載端子，其中在第一和第二 dc負載端子之間以及第三和第四dc負載端子之間提供任何便利數量的并聯dc電路。對于采用偶數個線圈和具有多于兩個并聯dc電路的單通道或雙通道機器，則:(i)每個dc電路中的線圈數通常必須相等，(ii)每個dc電路中通常必須提供相等數量的直徑方面相對的線圈，以及(iii)通常必須將開關模塊之間和開關模塊與外部設備之間經由dc負載端子的互連配置成將線圈間(inter-coil)電壓減到最小。
[0031]在所有布置中，開關模塊將在dc域中互連，以便服從例如正常工作狀況下線圈間電壓最小化的要求，這通過將相似極性的本地dc端子適當地彼此緊鄰設置，以便允許它們在dc域中的直接互連或通過外部設備在dc域中的有效互連來實現。在正常狀況下工作的雙通道機器中，外部設備通常負責將線圈間電壓減到最小，即將緊鄰但不互連的本地dc端子對之間的電壓減到最小。但是，將容易地認識到雙通道機器具有兩對電流上獨立絕緣的dc負載端子，并且它們能夠在故障狀況下固定在不同的共模電壓處。由此，在彼此緊鄰布設的相應本地dc端子之間可產生實質性的故障電壓。
[0032]線圈的主壁絕緣由dc電壓分量支配，并且在所有工作狀況下，在單通道機器中將線圈間絕緣要求降到最低，并且在正常工作狀況下，在雙通道機器中，將線圈間絕緣要求降到最低。主壁絕緣可以是在其中電壓應力本質上主要是dc且實質上存在較不重要的ac分量的狀況下在其體積內和其表面上固有地自應力分級(self stress grading)的。更具體地來說，主壁絕緣可以在整個體積內包含納米顆粒非線性應力分級，從而允許采用相對較薄的主壁，并且由此減少主壁熱阻同時提供部分無放電和低損耗工作。線圈間電壓尤其低，并且包含不足以導致部分放電的dc和ac分量,從而允許簡化端繞組(endwinding)絕緣。每個線圈內的匝間電壓與常規電機中的那些相當，并且可以使用常規匝間絕緣。
[0033]因為線圈在dc域中連接在一起，所以可以提供許多相而無需使用復雜的端繞組互連、ac端接和ac絕緣系統。更具體地來說，根據本發明的dc電機可以每個磁極每個槽具有多個相。在永磁發電機中，眾所周知的，要限制每個磁極的槽數以便減少電樞反應的影響和/或減少磁芯徑向深度要求的定子背部，并且本發明允許保有這些優點的同時仍具有高數量的電樞相。常規永磁發電機通常具有每個磁極三個槽(n=3 )，并且常態下將此類機器中常規ac互連的繞組的電樞相的數量限制為3或6。但是，根據本發明的每個磁極具有約3個槽的永磁發電機通常將具有多個(例如，>70個)電樞相。
[0034]可以在dc域中連接這些線圈以提供線圈電壓諧波的相消除，從而將dc端子電壓波動(tripple)減到最小以及將第一與第二 dc負載端子之間的并聯dc電路中流動的循環電流減到最小，并且在合適情況下，例如在雙通道機器中其他附加dc負載端子之間的并聯dc電路中流動的循環電流減到最小。每個開關模塊的dc端子電壓受關聯的線圈電壓的第二諧波支配，但是開電路線圈電壓和電流/阻抗相關的電壓諧波將同步地傳遞到每個開關模塊的dc端子。由開關模塊執行的換向過程將影響線圈端子電壓諧波，并且還將有助于在每個開關模塊的dc端子處的整數諧波電壓譜。線圈電流的功率因子和諧波譜按下文描述的來進行控制，并且定義為便于允許線圈在基本相等狀況下工作。其結果是，將線圈端子電壓與開關模塊dc端子電壓譜按定子基本頻率的相間隔進行相移。在采用偶數個線圈的機器中，直徑方面相對的線圈電壓是反相的。但是因為線圈輸出通過開關模塊整流或反轉以便從ac轉換到dc或反之亦然，所以兩個關聯且直徑方面相對的開關模塊的dc端子上的電壓波動譜是同相的。因為此相關系適用于所有直徑方面相對的成對線圈以及它們關聯的開關模塊，所以其結果是，在具有兩個并聯連接dc電路的機器的并聯dc電路中，電壓波動完全相同，并且因此在并聯dc電路之間流動的諧波循環電流最小。在此類機器中，換向電感、線圈電阻和開關模塊裝置“導通”狀態損耗的大約對稱性促成dc平均循環電流的最小化，并且均等地從每個通道抽取負載功率或將負載功率均等地饋送到每個通道。相似地，因此，在其中電樞相的數量P在除以并聯連接dc電路的數量時得到偶數作為結果的機器中，此類諧波和dc平均循環電流最小。當任何通道內的兩個并聯dc電路包括相等數量的直徑方面相對線圈并均等地從每個通道汲取負載功率或均等地將負載功率饋送到每個通道中時，也實現了具有四個dc負載端子的雙通道機器的每個通道內對稱dc電壓波動和dc循環電流的最小化。在這些情況中，第一和第二 dc負載端子之間的電壓波動與第三和第四dc負載端子之間的電壓波動在量值上大約相等，并且與第三和第四dc負載端子之間的電壓波動同相。當每個通道內的兩個并聯dc電路包含相等數量的直徑方面相對線圈并不均等地從每個通道汲取負載功率或不均等地將負載功率饋送到每個通道中時，仍在每個通道內實現對稱dc電壓波動和dc循環電流的最小化。盡管電路工作不平衡，但是基本保持電磁對稱性，并且將不產生不平衡的磁引力。但是，第一和第二 dc負載端子之間的電壓波動在量值上將不再與第三和第四dc負載端子之間的電壓波動相等，并且與第三和第四dc負載端子之間的電壓波動不再同相。階2XCXP的諧波循環電流在并聯連接dc電路中流動，其中P是奇數以及C是整數。這些諧波電流和dc循環電流的量值對于具有大量電樞相(例如，P>70)的機器來說可接受地小。如果阻止線圈電壓整流或反轉從而將特定開關模塊的dc端子之間的電壓限制于大約O或足夠低而具有為O的效果的水平的故障模式發生，階2XCXFS的諧波循環電流在并聯dc電路中流動，其中C是整數，以及Fs是定子諧波頻率。但是，同樣地，非對稱故障模式的這些諧波電流和dc循環電流的量值對于具有大量電樞相(例如，P>70)的機器來說可接受地小。當機器具有大量電樞相(例如，P>70)時，即使這無可避免地導致某種性能退化，此類故障模式的多個實例的效果也是可接受的。
[0035]每個開關模塊可以包括具有ac端子和dc端子的H橋。ac端子連接到對應線圈的ac端子。多個H橋的dc端子串聯連接在一起以定義dc電路。
[0036]開關模塊可以由適合的控制系統來控制。例如，每個開關模塊可以與對應的控制器關聯。
[0037]每個開關模塊可以可選地包括換向能量恢復電路，其可選地具有儲能電容器。每個能量恢復電路可以連接到對應H橋的dc端子和ac端子。僅在H橋作為電流源逆變器工作時才需要能量恢復電路，該電流源逆變器采用門控功率電子裝置以在換向電感高于將使得換向能量的耗散對于總系統效率或冷卻系統設計不可接受的閾值時中斷線圈電流。
[0038]每個H橋能夠包括以常規方式布置的四個功率電子裝置，并且優選地配置為電流源變流器，但是可選地配置為電壓源變流器。可以使用任何適合的功率電子裝置，包括二極管和晶閘管及其功能等效裝置，和能夠通過門控導通和關斷的裝置。因為許多開關模塊串聯連接在一起，所以其dc端子固有地承載具有疊加的波動分量的相同的基本恒定的dc電流，從而利于作為電流源變流器來工作。但是，通過并入dc鏈電容器將每個H橋作為電壓源變流器來工作同樣地是可能的。還因為許多開關模塊串聯連接在一起，所以期望采用具有特別低正向電壓降的功率電子裝置，并因此通常首選多數載流子和單極拓撲。當H橋配置為電流源變流器時，這些裝置必須是反向阻斷類型的，以及當H橋配置為電壓源變流器時，這些裝置可以是具有反向并聯連接的自由輪(freewheel) 二極管的非對稱類型的，或反向導通類型的。此類反向阻斷裝置的示例將包括二極管、靜態電感晶體管(SIT)派生物、晶閘管、反向阻斷和背對背垂直結場效應晶體管(VJFET)和背對背金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)、反向阻斷絕緣柵雙極結晶體管(RB-1GBT)、對稱門極可關斷晶閘管(GTO)和對稱門極換向晶閘管(SGCT)。此類非對稱裝置的示例將包括垂直結場效應晶體管(VJFET)、金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)、絕緣柵雙極結晶體管(IGBT)、門極可關斷晶閘管(GTO)和門極換向晶閘管(GCT)。這些非對稱裝置一般將附帶有離散的反向并聯連接二極管，但是單片或以其他方式將反向并聯連接二極管集成在非對稱裝置封裝中以便形成反向導通變體也是可能的。可以使用采用寬帶隙材料(如碳化硅)的功率電子裝置，因為它們能夠在相對較高溫度下工作，并且更具體的來說，這將是有益的，因為它們能夠在超過電樞繞組中遇到的溫度的結溫度下工作，但是基于硅的裝置可以在提供足夠低溫度的工作流體冷卻劑的氣冷和液冷布置中使用。優選地功率電子裝置的多數故障模式促成穩定的低電阻狀態的產生，其中該裝置獲得持續地承載額定dc電路電流和暫時承載過載電流的能力而不會破損或過度耗散。因此，壓力接觸功率半導體裝置是首選。但是這些無需被裝在常規“緊壓包”配置中，也無需通過高壓縮壓力來組裝它們，即，使用壓力接觸系統僅與達到期望的低電阻故障狀態相關聯。可以從關聯的控制器向每個開關模塊提供門驅動信號。可以使用門驅動信號來控制H橋中功率電子裝置的開關，以及還可以用于控制可以與例如能量恢復電路關聯的任何功率電子裝置(一個或多個)。可以使用開關輔助網絡(緩沖器)來限制功率電子裝置中的切換損耗。
[0039]使用二極管和作為二極管工作的其他功率半導體功率拓撲(例如SIT)在要求功率電子開關組裝件絕對簡單且可靠的情況中尤其有益。在此情況中，功率電子開關組裝件的控制系統不需要具有有關電機的換向的任何功能，并且無需能量恢復電路。當采用二極管或其功能等效物時，在H橋內進行自然換向，并且關聯的線圈和H橋作為電流源變流器來工作。此類電機只能在發電模式中使用，并且將沒有能力限制dc故障電流或任何隨之產生的軸轉矩過載或永磁激勵(如果使用的話)的去磁。因為該電機的最大關斷負載dc端子電壓隨軸速度大約按比例變化，并且加載的dc端子電壓遭受負載電流和換向電感相關的電壓降，所以此類電機優選地借助于其功能是保持輸出功率質量的功率變流器連接到外部電路。可以是任何適合類型的此功率變流器，可以調適成限制dc端子故障電流和轉矩，因為功率電子開關組裝件不具有提供此保護功能的固有能力。
[0040]在要求功率電子開關組裝件簡單且可靠的情況中，使用晶閘管也可以是有益的。在此情況中，功率電子開關組裝件的控制系統需要控制電機的換向，并且無需能量恢復電路。當采用晶閘管時，在H橋內進行自然換向，并且關聯的線圈和H橋作為電流源變流器來工作。此類電機在其中H橋作為自然換向的整流器工作的發電模式中使用時將僅充分有效工作，并且將具有限制dc故障電流或任何隨之產生的軸轉矩過載或永磁激勵(如果使用的話)的去磁的比率受限的能力。因為該電機的最大關斷負載dc端子電壓隨軸速度大約按比例變化，并且加載的dc端子電壓遭受負載電流和換向電感相關的電壓降，所以此類電機優選地借助于其功能是保持輸出功率質量的功率變流器連接到外部電路。可以是任何適合類型的此功率變流器，可以調適成進一步限制dc端子故障電流和轉矩。由于換向電感在其中H橋作為反轉模式中的電流源變流器工作的自然換向上的影響，所以此類機器將僅具有在電動回轉模式中工作的受限能力。可以將外部功率變流器調適成中斷在電動回轉時饋送到功率電子開關組裝件的dc電流，以便影響低速dc線路換向，從而允許其主要功能是發電的機器作為電動機以甚低速(〈0.05pu)工作以實現軸定位、“解凍(baring)”和投入運行目的。
[0041]如果開關模塊使用能夠通過門控制導通和關斷的功率電子裝置，則可以控制該功率電子開關組裝件來提供電機的強制換向。該電機可以以發電和電動回轉兩種模式使用。還可以控制開關模塊的功率電子裝置以提供保護功能來限制dc端子故障電流等。
[0042]功率電子裝置將優選地能夠在高溫下以低導通損耗工作，可選地以便可以通過電機的氣冷回路將開關模塊冷卻，而不會負面地影響其氣冷回路設計或有損功率電子裝置的可靠性。
[0043]功率電子裝置還可以通過使用適合的導熱且電絕緣界面與相應電樞線圈懸垂(overhang)壓力接觸放置來進行冷卻，從而允許線圈用作散熱器。功率電子裝置還可以通過液冷回路來進行冷卻，該液冷回路可以包含電介質液體，例如如MIDEL及其等效物的專有變壓器絕緣液體或具有適合沸點且能夠提供相變化冷卻的高熱通量密度優點的N0VEK。這些開關模塊可以是空氣絕緣的，并且能夠在最大線圈溫度(通常<150°C)下工作。
[0044]功率電子開關組裝件可以調適成提供個體的開關模塊組件的連續故障導致的漸進式性能退化。例如，在影響特定開關模塊的控制系統故障之后，對應的線圈可以保持開路，同時dc鏈電流通過為功率電子裝置選擇適合的開關狀態來旁路該線圈-下文在具有門控反向阻斷功率半導體開關裝置的電流源變流器的上下文環境中且參照圖8描述的第四和第五開關狀態的任何一種狀態均是適合的。電壓源逆變器可以采用相同的開關狀態，并且下文參考圖11描述了提供性能的漸進式退化的此方面調適。而且，可能的是，一些開關模塊故障模式和功率電子裝置的故障模式可能導致一個或多個開關模塊內任一或全部功率電子裝置中低電阻狀態的產生、被門控或以其他方式，并且這可能導致一個或多個線圈承載故障電流，并產生故障轉矩以及將永磁激勵系統(使用時)暴露在去磁的風險下。在這些情況下，會可能的是采用可熔斷裝置或其他開關裝置來中斷個體的線圈故障電流，這是個體的線圈電流和電壓僅達到中等水平的情況。此類故障模式的單個和多個實例的影響將導致機器的非對稱工作，這在電樞相的數量P大(例如，P>70)時是可接受的，但是在這些情況中，無可避免地出現某種性能退化。而且，一些控制系統容差極限和故障模式可能導致機器的非對稱工作，例如個體的線圈可能在稍微偏離標準的功率因子下工作。同樣地，如果機器具有大量電樞相(例如，P>70)，則這是可接受的，但是這些情況中無可避免地，出現某種性能退化。
[0045]將開關模塊的dc端子串聯連接在一起以定義兩個并聯電流路徑，使得高dc端子電壓能夠產生。但是，將容易地認識到，流經每個開關模塊的電流將相對較低，并且所以功率電子裝置的尺寸、額定值和成本能夠得以最小化。例如，典型強制換向5麗發電機具有180個單層線圈，每個單層線圈具有平均220V ac端子開路電壓的模量和150A的大約均方根(rms)電流額定值，典型強制換向5麗發電機可以配置有兩個并聯dc電路在功率電子開關組裝件的dc負載端子處以約280A提供18 kV dc。將理解，這種示例僅出于說明性目的提供，并且必須使得容許非正弦操作、換向電感和能量恢復等對強制換向過程的影響。
[0046]開關模塊之間以及開關模塊與其關聯的線圈之間的互連可以是短且直接的。可選地，可以將多個開關模塊在組裝件中與兩個本地dc端子互連并組合。可選地，可以將任何便利數量的開關模塊在子組裝件中互連和組合，并且可以組合任何便利數量的子組裝件來形成具有兩個本地dc端子的組裝件。開關模塊之間的互連可以使得它們相應的H橋dc端子電壓相加和/或使得它們組合的dc電壓是相對于繞電樞的旋轉的任一極性中。開關模塊可以繞著電樞或定子組裝件周緣分布在線圈端繞組懸垂上或附近。
[0047]一般優選地，線圈電流和氣隙通量密度的圓周分布是非正弦的，并且包括低階整數諧波(integer harmonics)。可以將氣隙通量密度和線圈電流同步以使電樞磁動勢(mmf)的基本和低階整數諧波分量和氣隙通量具有基本正交的關系，以便將每個單位電樞電流的轉矩最大化和將轉矩密度最大化。
[0048]該電機可以使用任何便利形式的場激勵。例如，場磁極可以由圍繞轉子(其表面貼裝或嵌入超導場繞組或大塊超導磁體、常規銅或鋁場繞組等)布置的永磁磁極定義。該電機可以是任何適合類型的，如電感、同步等，并且具有任何適合的轉子和電樞構造，如鐵芯、具有大無齒氣隙的鐵芯、非鐵芯或空氣芯等。將具有電磁屏蔽的超導轉子與轉子與定子護鐵(back iron)之間具有大磁氣隙的氣隙型電樞繞組結合使用將是有益于使得換向電感能夠最小減到其中自然換向的開關模塊將是優選，同時排除了定子線圈主壁絕緣的槽內區域的要求的點。這種電機而是將在定子線圈陣列與定子護鐵之間需要無放電圓柱體形式的等效主壁絕緣。本發明的優點將可充分地應用于此絕緣系統，并因而電樞線圈將只需要低電壓絕緣系統，即，個體的線圈將無需主壁絕緣。雖然這種機器在其定子鐵中會沒有磁齒或槽特征，但是本文中使用術語“槽(一個或多個)”將充分地理解為定義兩層或單層線圈的層疊線圈側(一個或多個)或以齒為中心的繞組的并排線圈側的橫截面輪廓。因此，術語“槽(一個或多個)”可充分地應用于槽式和非槽式電樞兩者。
[0049]該電機可以使用任何便利的機械拓撲，例如轉子在定子內的徑向通量、轉子在定子外的徑向通量、單圓盤軸向通量和多圓盤軸向通量。
[0050]通常，該電機將以相對較低速度工作。例如，大型直接驅動永磁發電機可以具有小于15 rpm的最大速度,而其他大型機器可以具有小于200 rpm的最大速度。
[0051]該電機可以是用于風力渦輪的低速(例如，直接驅動)永磁發電機，可選地其中Np>80, Ns>200 和 δ〈〈I。
[0052]該電機可以是低速高功率推進電動機，可選地其中Np>8，Ns>120和δ〈〈1。可預期當Np=12，Ns=150和δ =0.5時能夠獲得顯著的技術益處。
[0053]根據本公開的方面，一種dc電機,其包括:具有Np個旋轉場磁極的轉子(8);具有Ns個繞組槽的電樞(6)，其中Ns/Np是非整數比值；具有接收在所述繞組槽中的多個線圈
(4)的電樞繞組，所述電樞繞組定義多個電樞相；以及功率電子開關組裝件，其包括:第一dc負載端子(DC+);第二 dc負載端子(DC-);以及多個開關模塊(2)，每個開關模塊具有兩個ac端子和兩個dc端子并且包括功率電子裝置(S1-S4);其中每個線圈(4)連接到相應開關模塊(2)的所述ac端子；其特征在于，第一比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第一和第二 dc負載端子(DC+，DC-)之間，以及第二比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第一和第二 dc負載端子(DC+，DC-)之間以定義兩個并聯dc電路。
[0054]其中Ns/Np表示為η土 δ，其中n是整數，以及δ是非整數游標移位。
[0055]其中所述場磁極圍繞所述轉子(8)的圓周均等地分布，并且所述游標移位圍繞所述電樞(6)是一致的。
[0056]其具有電樞相序列，其中物理上遠離的電樞線圈(4)在所述電樞相序列中是相鄰的。
[0057]其中所述電樞相序列的旋轉方向與所述轉子(8)的旋轉方向是相同的或相反的。
[0058]其中每個電樞相由兩個或更多個電樞線圈(4)定義，以及其中特定電樞相中的每個電樞線圈的所述開關模塊(2 )受控制使得它們的開關事件基本同時發生。
[0059]其中特定電樞相中的所述電樞線圈(4)圍繞所述電樞(8)在圓周上基本均等地分隔開。
[0060]其中所述電樞繞組的線圈定義:(i)Ns/2，(ii)Ns/4，或(iii)Ns個電樞相。
[0061]其中所述電樞繞組的線圈定義:(i)兩層線圈，(ii)單層線圈，或(iii)齒線圈。
[0062]其中所述電樞(8)包括圓周基準線，以及在所述基準線的相對側上的并聯dc電路中產生的電壓的量值和極性是基本平衡的。
[0063]其中第三比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第一和第二 dc端子(DC+，DC_)之間，以及第四比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第一和第二 dc端子(DC+，DC-)之間以定義兩個附加的并聯dc電路。
[0064]其中所述功率電子開關組裝件包括第三dc端子(DC2+)和第四dc端子(DC2-)，以及其中第三比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第三和第四dc端子(DC2+，DC2-)之間，以及第四比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第三和第四dc端子(DC2+，DC2-)之間以定義兩個并聯dc電路。
[0065]其中每個開關模塊(2)包括H橋，所述H橋具有連接到對應電樞線圈(4)的ac端子的ac端子和dc端子。
[0066]其中每個開關模塊(2)包括能量恢復電路，所述能量恢復電路連接到所述對應H橋的所述ac和dc端子。
[0067]其中每個開關模塊(2)由控制系統(26)來控制。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0068]圖1是示出根據本發明具有兩層線圈的第一 dc電機的示意圖；
圖2是示出圖1的第一 dc電機的開關模塊的互連的示意圖；
圖3是示出圖1的第一 dc電機的轉子位置的示意圖；
圖4是示出根據本發明具有單層線圈的第二 dc電機的示意圖；
圖5是示出圖4的第二 dc電機的開關模塊的互連的示意圖；
圖6是示出圖4的第二 dc電機的轉子位置的示意圖；
圖7示出開關模塊的拓撲；
圖8示出開關模塊可以采用的多種開關狀態；
圖9示出根據本發明的dc電機的定子電流波形；以及圖10示出根據圖9的定子電流波形的電流源變流器的強制換向模式的換向序列；
圖11示出電壓源變流器的強制換向模式的換向序列；
圖12是示出如何將開關模塊安裝到端繞組的穿過圖4的第二 dc電機的剖面圖；
圖13是開關模塊的簡化控制示意圖；以及
圖14A至14D是示出本發明的電子功率開關組裝件的分段的開關模塊的互連和本地dc端子的布置的示意圖。
【具體實施方式】
[0069]圖1至3中以示意圖形式示出根據本發明的第一 dc電機。圖4至6中以示意圖形式示出根據本發明的第二 dc電機。將容易地認識到，為了簡明，從圖1和圖4省略了轉子和定子的許多。 [0070]在第一和第二電機兩者中，定子(或電樞)組裝件具有用于接收定子繞組的線圈的360個繞組槽(Ns=360)。在第一電機中，定子繞組包括360個兩層線圈。在第二電機中，定子繞組包括180個單層線圈。雖然未示出，但是定子可以具有奇數個繞組槽或以齒為中心的繞組，其中每個線圈繞著定子齒纏繞。
[0071]由下文更詳細地予以描述的功率電子開關組裝件的第一和第二分段(對應于第一和第二 dc電路)的共存的本地正dc端子Vdc0來提供基準線。第一和第二分段的共存的本地負dc端子Vdcfl圍繞定子圓周與本地正dc端子Vdc。間隔180機械度來布設。本地正dc端子Vdc0彼此連接，并連接到功率電子開關組裝件的第一 dc負載端子(正負載端子DC+)。本地負dc端子Vdcs彼此連接，并連接到功率電子開關組裝件的第二 dc負載端子(負負載端子DC-)。第一和第二 dc負載端子可以可選地借助于中間功率變流器(未示出)連接到任何適合的外部設備或電路(未示出)。在如用于風力渦輪的直接驅動永磁發電機的發電機的情況中，則外部電路可以是將功率從發電機提供到公用事業電網的收集網絡。在如用于船舶功率分發和推進系統的推進電動機的電動機的情況中，則該外部電路可以是例如至匯流排或開關板的連接。
[0072]在圖1所示的第一電機中，已將從基準線向順時針(CW)方向行進線圈總數的一半標記以相編號P1、P2、P3、P4、P5…P180，同時將從基準線向逆時針(CCW)方向行進的其余線圈標記以相編號-P180、-P179、-P178、-P177…-P1。在圖4所示的第二電機中，已將從基準線向順時針(CW)方向行進線圈總數的一半標記以相編號P1、P2、P3…P90，同時將從基準線向逆時針(CCW)方向行進的其余線圈標記以相編號-P90、-P89…-P2、-P1。
[0073]每個線圈的ac端子連接到關聯的開關模塊的ac端子。每個開關模塊包括具有4個二極管的常規H橋。在第一電機中，定義相ΡΡ..Ρ180的線圈的H橋的dc端子串聯連接
在第一和第二 dc負載端子DC+、DC-之間以定義第一 dc電路。定義相-Pl----P180的線圈
的H橋的dc端子串聯連接在第一和第二 dc負載端子DC+、DC-之間以定義第二 dc電路。在第二電機中，定義相Pl…P90的線圈的H橋的dc端子串聯連接在第一和第二 dc負載端子DC+、DC-之間以定義第一 dc電路。定義相-Ρ1..._Ρ90的線圈的H橋的dc端子串聯連接在第一和第二 dc負載端子DC+、DC-之間以定義第二 dc電路。第一和第二 dc電路因此并聯連接在第一和第二 dc負載端子之間。換言之，功率電子開關組裝件劃分成第一分段和第二分段，第一分段包括互連以定義第一 dc電路的開關模塊，第二分段包括互連以定義第二dc電路的開關模塊。圖1和圖4所示的電機因此具有如上文概述的含對稱dc電路的第一(或“基準”)布置。將容易地認識到，在其他布置中，可以將附加的dc電路并聯連接在第一和第二 dc負載端子之間。例如，單通道機器可以具有位于第一和第二 dc負載端子之間的四個并聯連接dc電路，其提供線圈數可被4整除以產生整數，或雙通道機器可以具有第三dc負載端子(正負載端子)和第四dc負載端子(負負載端子)且第三和第四dc負載端子之間并聯連接有附加dc電路。非對稱dc電路布置(即，其中并聯dc電路或分段具有不同數量的H橋)也是可能的。
[0074]每個線圈的輸出通過對應的H橋整流，如下文更詳細描述。
[0075]在第一電機中，平均輕負載dc端子電壓Vdc由如下公式給出:Vdc =(Ns/2X |Vc|avg) - (Ns X Vdiode),其中| Vc |是線圈電壓的模量,avg是取均值函數，以及Vdiode是單個整流器二極管的理想化電壓降。dc端子電流Idc在并聯dc電路之間劃分，并聯dc電路的相應dc電流大致為Idc/2，并除了換向期間外將線圈電流約束為±Idc/2。當加載機器時以及在換向重疊角期間，自然換向的效果是顯著的，而線圈電流以Vc/Lc設置的速率從+Idc/2換向到-1dc/2，其中Vc是線圈瞬時開路電壓，Lc是換向電感，線圈端子實際短接，由此阻止線圈向負載輸送功率。其結果是，dc端子電壓隨著dc端子電流增加而下降，以及下降的斜率與換向電感約成比例。
[0076]第二電機具有第一機器一半多的線圈，并且因此dc端子電壓Vdc與線圈電壓Vc的比值是第一機器的比值的約一半。由于第二電機的單層線圈占據基本整個槽深度(與用于第一機器的兩層線圈的槽深度的一半相對比)，所以完整定子的相加線圈伏安(volt,amps)可以保持不變，因為設計人員可以隨意以線圈匝數為代價換取線圈導體束橫截面積，從而實現期望的dc端子電壓和電流額定值。廣義地來說，對于給定定子鐵齒和槽幾何形狀，第一和第二電機通常將設計成輸送相同的dc端子電壓，并且第二機器的每個線圈將采用兩倍于第一機器中的匝數，同時使用基本相同的導體束尺寸。兩種類型的線圈內的匝間絕緣將是相當的，每個平方米的槽橫截面基本有相同的匝數，以及此情況中匝間絕緣厚度將由機械力而非耐電壓來確定。雖然使用兩層線圈理論上遭受在相同定子槽中相鄰線圈的上層和下層之間需要絕緣屏蔽的缺點，但是本發明的低線圈間電壓實際上呈現這種缺點在整體定子設計的環境中可忽略。
[0077]通過選擇具有相同的dc端子額定值的機器中的線圈類型，將不足以影響換向電感相關的電壓下降，因為相同槽電壓必定將相同數量的槽安匝換向。換言之，通過存在數量一半的線圈來換向以及每個線圈兩倍的電壓來引起每個換向事件，使換向電感Lc與(每個線圈的匝數)2成比例的效應失效。假定本發明具體涉及其線圈通常將預先形成且相對不可彎曲的大型機器，兩層或單層線圈之間的選擇將可能由制造的難易來確定，并且最大的機器(通常定子外側直徑Mm的那些機器)通常將采用單層線圈，因為它們往往更容易插入到定子槽中。
[0078]圖2中針對第一電機更清晰地示出在ac域中線圈與H橋之間的互連以及在dc域中H橋的dc端子之間的互連。圖5中示出第二電機的相似互連。
[0079]參考圖3和圖6將描述提供Np/Ns的非整數比值以提供每個磁極每個槽具有多個相的定子的效應。圖3示出具有兩層線圈的第一電機的轉子的三個位置，以及圖6示出具有單層線圈的第二電機的轉子的三個對應位置。這兩個轉子具有118磁極(Np=IlS)以及Ns/Np=3.05080換言之，第一和第二電機具有每個磁極大約但不是剛好3個槽。如果依據其中Ns/Np=n+ δ的游標移位來定義，則可以見到，η=3和δ =0.0508。
[0080]對于具有360個槽的常規dc電機，則將典型的是，轉子具有120個磁極，使得Np/Ns=3，從而利于三相定子互連。但是，在本發明的第一和第二電機的情況中，磁極的數量從120減少到118。第一和第二電機因此采用上文描述的第一方法，其中m=l，但是將容易地認識到，還可以使用備選方法，其中相對于給定磁極數的常規電機中常見并且將提供Ns/Np的整數比值的槽數，增加或減少槽數。
[0081]這些磁極均勻地圍繞轉子圓周分布。每個磁極由永磁體定義，磁體布置成定義交替的北(N)磁極和南(S)磁極。為了簡明，圖3和圖6中僅示出四個磁極S1、N1、S2和N2。
[0082]轉子相對于固定的定子的旋轉通過轉子磁極S1、N1、S2和N2相對于定子齒和轉子位置基準線向右逐步移動以線性形式來圖示，當轉子位于第一轉子位置時，轉子位置基準線與第一南磁極Si的左手邊緣對齊。將理解的是，為了清晰明了，按比例將游標移位δ放大，并且圖示的轉子移動中的每一步比放大的游標移位的50%稍微大。
[0083]在第一轉子位置中，第一北磁極NI的左手邊緣與最接近的定子齒的右手邊緣對齊。根據標準游標布置，前面的磁極的左手邊緣逐漸地與最接近的齒的右手邊緣位移-δ的倍數。相應磁極的左手邊緣與最接近的齒的右手邊緣之間的位移在圖3中表示為-Θ或Θ (具體因偏移量的極性而定)。在第一北磁極NI的情況中，則θ=0，因為該磁極的左手邊緣與齒的右手邊緣對齊，在第一南磁極SI的情況中，則θ = - δ，在第二南磁極S2的情況中，則θ = δ，以及在第二北磁極Ν2的情況中，則θ=2δ。雖然未示出，但是從第一北磁極NI精確地位移轉子的圓周一半(即，180機械度)的南磁極的左手邊緣也將與最接近的定子齒的右手邊緣對齊。
[0084]在第二轉子位置中，轉子相對于固定的定子僅稍微向右移動。第一北磁極NI的左手邊緣現在從最接近的定子齒的右手邊緣位移稍大于S/2，第一南磁極SI的左手邊緣現在從最接近的齒的右手邊緣位移稍小于-δ /2，第二南磁極S2的左手邊緣現在從最接近的齒的右手邊緣位移稍大于3 δ /2，以及第二北磁極N 2的左手邊緣現在從最接近的齒的右手邊緣位移稍大于5 δ/2。
[0085]在第三轉子位置中，轉子相對于固定的定子僅稍微更多向右移動。第一北磁極NI的左手邊緣現在從最接近的定子齒的右手邊緣位移稍大于δ，第一南磁極SI的左手邊緣現在從最接近的齒的右手邊緣位移δ的小分數，第二南磁極S2的左手邊緣現在從最接近的齒的右手邊緣位移稍大于2 δ，以及第二北磁極N 2的左手邊緣現在從最接近的齒的右手邊緣位移稍大于3 δ。
[0086]因此，可見到雖然轉子僅稍微向右在每個連續轉子位置之間移動，但是相序列按可觀的更大的比率向左移動。在圖3所示的示例中，當轉子從步I移到步3，或向右移動稍大于游標移位S時，這〈槽距的20%，轉子磁極與定子齒的相應邊緣之間的對齊按約三倍的槽距或約一個磁極距向左移動，即在步3處，第一南磁極SI的左手邊緣與最接近的定子齒的右手邊緣大約對齊。因此，可見到，當轉子從步I移到步2，或向右移動稍大于δ/2時，這〈槽距的10%，轉子磁極與定子齒的相應邊緣之間的對齊按約六倍的槽距或約兩個磁極距向左移動，即在步2處，緊隨第一南磁極SI左邊的北磁極(未示出)的左手邊緣與最接近的定子齒的右手邊緣大約對齊。因為相序列的一個周期占據兩個磁極距，所以相序列中相鄰電相在物理上隔開六個定子槽、六個線圈和六個電相。不同于具有每個磁極整數個槽的常規電機(其中電樞繞組的相序列與轉子位置同步以及其中相鄰線圈是電連續相)那樣，游標移位導致電連續相在物理上彼此遠離，即，定子相旋轉與轉子旋轉不直接同步。相似地，換向事件與轉子旋轉不直接同步。在圖3所示的第一電機的情況中，電相旋轉的物理方面具有>60倍的轉子的機械旋轉的角速度以及與轉子的機械旋轉相反的極性。如果在游標移位處于相反極性中(例如，導致后退相序列)，則電相旋轉的物理方面也將是相反意義上的。
[0087]圖5所示的第二電機的磁極邊緣與定子齒邊緣之間的機械游標關系與第一機器的情況完全相同，但是電相旋轉與轉子的機械旋轉之間的關系稍微不同。在此情況中，對于向右約10%的槽距的轉子移動，磁極與定子齒的相應邊緣之間的對齊向左移動約六倍的槽距或約兩個磁極距。相序列中的相鄰電相在物理上隔開六個槽，但是物理上隔開僅三個線圈和三個電相。
[0088]每個線圈連接到H橋開關模塊。由此，第一電機具有360個開關模塊，以及第二電機具有180個開關模塊。開關模塊圍繞定子布設，并在定子一端處與線圈端繞組懸垂緊密接近。如圖2和圖5所不,第一系列開關模塊(對于第一電機為180個或對于第二電機為90個)具有連接到對應ac線圈端子的ac端子和串聯連接在一起的dc端子。第二系列開關模塊(對于第一機器為180個或對于第二電機為90個)具有連接到對應ac線圈端子的ac端子和串聯連接在一起的dc端子。第一和第二系列開關模塊之間的dc連接的極性使得每個系列的端部的本地dc端子可以連接在一起以形成兩個并聯dc電路。在第一電機的情況中，則360個兩層線圈對應于360個定子相，其中第一系列180個定子相具有基本相等的相間距，以及第二系列180個定子相具有基本相等的相間距但是其與第一系列正好反相。因此，第一電機的定子繞組定義180個有效定子相，本文中使用術語“有效相”來定義每個并聯dc電路之上的端到端dc電壓波動包括每個轉子的回轉的360個基本相等的波動周期，使得可以將兩個電路并聯連接且循環電流最小。在第二電機的情況中，則180個單層線圈對應于180個定子相，其中第一系列90個定子相具有基本相等的相間距，以及第二系列90個定子相具有基本相等的相間距但是其與第一系列正好反相。第一電機的定子繞組因此定義90個有效定子相。
[0089]眾所周知的，表面貼裝的永磁轉子定義磁氣隙長度，該磁氣隙長度是物理氣隙長度與磁體徑向厚度之和。只要采用普通標準制造精度，此類電機的電磁對稱性基本不受轉子偏心率影響。此電磁對稱性必須小心規定以避免循環電流，在此情況中，相對于定子的轉子軸偏心率，相對于轉子軸的轉子偏心率二者會導致直徑方面相對的線圈的開路電壓稍微不平衡。
[0090]現在將參考圖7至10描述配置為電流源變流器來工作時的開關模塊的布置和操作。
[0091]每個開關模塊可以包括具有四個功率電子裝置SP-S4的H橋。在上文描述的示例中，功率電子裝置是二極管，以及該電機可以僅以發電模式工作，其中線圈電壓由開關模塊來整流。但是，如圖7所示，在一些布置中，功率電子裝置可以由例如門控制來選擇性地導通和關斷。在此情況中，該電機可以兼以發電和電動回轉模式工作。這些功率電子裝置優選地是具有低導通狀態電阻、高關斷狀態電阻和開關在導通和關斷狀態之間切換時低切換損耗的門控反向阻斷裝置。固有地，當這些是自然換向的裝置時，功率電子裝置S1...S4的切換頻率等于定子基本頻率，并且優選地，當這些是強制換向或門換向的裝置時，功率電子裝置S1...S4的切換頻率等于定子基本頻率。定子基本頻率在本文描述的低速機器中尤其低(通常<20Hz)，并且關聯的低切換頻率有益于使得功率半導體切換損耗在實踐中不大。功率電子裝置還優選地能夠在相對較高溫度下工作，可選地超過電機工作期間遇到的線圈溫度，并且足夠魯棒以在機器框架的約束內工作。
[0092]每個H橋的ac端子連接到對應線圈的ac端子，其示出為具有串聯連接電感的電壓源。每個H橋的dc端子連接到示出為等效的電流源Idc/2的dc鏈電路。將容易地認識至IJ，該dc鏈電路是功率電子開關組裝件的第一和第二 dc負載端子之間的相關電流電路。
[0093]每個開關模塊還可以包括能量恢復電路，該能量恢復電路連接到H橋的ac和dc端子。能量恢復電路可以包括儲能電容器、功率電子裝置和控制電路，該能量恢復電路可以操作以在功率電子裝置SP"S4的任何一個或多個被換向時接收dc鏈電流和線圈電流，以及在換向事件之間的時期將存儲的能量返回到dc鏈電路。因為發生個體開關模塊換向時的時期占據總工作時間的小部分，所以能量恢復電路最佳描述為具有低阻抗充電特征和高阻抗放電特征。雖然這是可能的選項，但是一般優選為不將與換向線圈電流關聯的能量耗散，這是因為這可能負面地影響效率和功率損耗。能量恢復電路因此恢復將在其他情況下作為熱浪費地耗散掉的能量。
[0094]功率電子裝置SP"S4能夠選擇性地導通和關斷以允許按需引導dc鏈電流通過線圈。
[0095]圖8中示出每個H橋的多種開關狀況，其中電流的方向由虛線箭頭表示。
[0096]在第一開關狀態中，通過導通功率電子裝置S2和S3 (即，將這些裝置切換到導通狀態)，引導dc鏈電流從右向左流經對應的線圈。功率電子裝置SI和S4保持關斷狀態。
[0097]在第二開關狀態中，通過導通功率電子裝置SI和S4 (即，將這些裝置切換到導通狀態)，引導dc鏈電流從左向右流經對應的線圈。功率電子裝置S2和S3保持關斷狀態。
[0098]在第三開關狀態中，其可以跟隨第二開關狀態之后，由于功率電子裝置S4的換向(即，裝置S4從導通狀態切換到關斷狀態同時裝置SI保持導通狀態)，能量恢復電路從dc鏈電路和線圈接收電流。如果第二開關狀態被換向功率電子裝置SI中斷，或如果第一開關狀態被換向功率電子裝置S2和S3中的一個功率電子裝置中斷，則存在等效的開關狀態(未示出)。在第三或等效開關狀態中，能量恢復電路強加在線圈上的電壓Verc顯著地超過線圈的開路電壓Vc，并因此將量值Verc-Vc的強制電壓施加到換向電感Lc。這促使線圈電流Ic按速率dlc/dt = (Verc-Vc) / Lc變化,從而又導致線圈電流的換向和最終反向。
[0099]在第四或第五狀態中，通過分別導通功率電子裝置SI和S2或S3和S4，引導dc鏈電流流經H橋而不在線圈中流動。從第四狀態或第五狀態轉換到第一狀態或第二狀態可以根據換向時線圈的開路電壓Vc的極性通過功率電子裝置的自然換向或強制換向來進行。例如，線圈電壓右手端子相對于左手端子為正時從第四狀態轉換到第一狀態通過導通功率電子裝置S3(其使得電流以線圈的開路電壓Vc和換向電感Lc確定的速率從功率電子裝置SI自然地換向到功率電子裝置S3)來實現。線圈中的電流相應地從O增加，直到發生功率電子裝置SI的反向恢復為止。線圈電壓的左手端子相對于右手端子為正時從第四狀態轉換到第一狀態通過導通功率電子裝置S3和換向功率電子裝置SI (S卩，裝置SI從導通狀態切換到關斷狀態，而裝置S3切換到導通狀態)來實現，這使得電流按等效開關狀態(未示出)至第三開關狀態中的速率dlc/dt = (Verc-Vc) / Lc從功率電子裝置SI強制換向到功率電子裝置S3。
[0100]在第六開關狀態中，其可以跟隨第二開關狀態之后，由于功率電子裝置SI和S4的換向(即，裝置SI和S4從導通狀態切換到關斷狀態)，能量恢復電路從dc鏈電路和線圈接收電流。如果第一開關狀態被功率電子裝置S2和S3 二者的換向中斷，則存在等效的開關狀態(未示出)。在第六或等效開關狀態中，能量恢復電路強加在線圈上的電壓Verc顯著地超過線圈的開路電壓Vc，并因此將量值Verc-Vc的強制電壓施加到換向電感Lc。這促使線圈電流Ic按速率dlc/dt = (Verc-Vc) / Lc變化,從而又導致線圈電流的換向和最終反向。
[0101]一般優選地，將線圈電流換向以使它在正確的方向上流動或在進入上文定義的第一、第二、第四或第五狀態之前將其設為O。
[0102]在具有其本地dc端子連接到接收dc電流Idc的第一和第二 dc負載端子(并且其中該電流均等地分布在兩個并聯連接dc電路之間)的功率電子開關組裝件的機器的情況中，在忽略能量恢復的第一情況中，可以控制線圈電流以產生圖9所示的形狀的波形，其中準方形電流波形的脈沖寬度是可變的，如該電流波形相對于線圈開路電壓波形的定相。除了上文定義的狀態之間換向的期間以及第四或第五狀態激活時的時期期間以外的所有時間，該線圈電流的幅度約束為約正Idc/2或負Idc/2。在將能量恢復納入考慮的第二情況中，線圈電流的幅度廣義地如針對第一情況那樣定義，但是在發電和電動回轉時分別從線圈電流的模量減去換向之間流出能量恢復電路的電流或與換向之間流出能量恢復電路的電流相加。應該注意到，施加強制電壓來實施換向的動作使得線圈的端子電壓相對于線圈的開路電壓Vc顯著地失真，即，線圈的端子電壓僅是對應于無線圈電流流動時的開路電壓所示的形狀。電流的換向“邊緣”的梯度受到能量恢復電路的特性以及還有電壓和電流之間的相移影響。
[0103]電壓與電流之間的相位關系是針對發電模式的機器對于能量恢復不重要或被忽略的情況來示出僅用于說明的目的，并且雖然為了簡明，這些波形示出滯后功率因子(pf〈0.8滯后)的情況，但是一般優選地，線圈開路電壓與電流波形的基本分量之間沒有相移，以便在定子_f與氣隙通量密度之間實現期望的基本正交的關系。這樣在電機預期生成最大輸出時有時將每個單位定子電流的轉矩增到最大。為了使線圈開路電壓與電流波形的基本分量同相，即，以統一的內部功率因子，必須使線圈電流相對于線圈端子電壓相位超前，即，以提前端子功率因子，并且由此描述了通過能量恢復電路的強制換向。在提供每個單位定子電流的最大轉矩中此指定正交關系對應于相對每個開關模塊以及任何給定軸速度下的電機的功率電子開關組裝件的第一和第二 dc負載端子之間實現最大dc端子電壓的狀況。因此，軸功率還對應于每個單位軸速度得以最大化。
[0104]將容易地認識到，出于控制和保護的目的以及根據所需的工作模式，相位關系和脈沖寬度可能有所不同。更具體地來說，此類機器可以在電動回轉和發電模式下在軸旋轉的兩個方向上工作，以便實現四象限驅動能力，并且這些模式各自可以依據換向電感的約束，在強制換向模式或自然換向模式下工作。當在電動回轉模式下工作時，相位關系使得線圈電流相對于圖9所示的反轉，S卩，線圈電流和線圈開路電壓大約反相，并且此相位關系可以進行調整以通過按負的統一的內部功率因子操作每個線圈來將每個單位定子電流的軸轉矩增到最大。圖9中，相移示出為可變的，以及實踐中，此變化在完整360°范圍上沿任一方向是連續的。在發電模式下工作時的其他時間，例如當電機暴露于第一和第二 dc負載端子之間的低電阻或短路故障下時，電機的輸出電壓和電流可以通過相位控制來調整，即通過調整線圈電流與線圈開路電壓之間的相移來調整，以使電機按滯后或甚至零功率因子工作。雖然相位控制導致電機以低于每個單位定子電流的最大轉矩下工作，但是調整其輸出的能力對于電力系統控制和保護是有益的。使發電機以滯后功率因子工作的動作使得電樞反應的效應有益地對故障電流限制行為有所貢獻。當以滯后功率因子工作時，每個開關模塊可以可選地以受控方式在自然換向的模式下工作，其等效于單相、相控晶閘管橋整流器中的自然換向。即使采用強制換向功率電子開關裝置時，在自然換向模式下工作時，仍使開關裝置關斷電壓應力最小化。每個開關模式還可以在復制單相二極管橋整流器的行為的受控狀況下工作。出于控制和保護的目的，還可以通過減少如上文描述的線圈電流的脈沖寬度來減小該機器的輸出，并且可以通過脈沖抑制，即通過關斷每個H橋中的所有功率電子開關裝置或通過選擇圖8所示的第四和第五狀態的任一個來關斷它。
[0105]在風力渦輪發電機的情況中，如果外部收集網絡受到干擾且這短時期，例如5秒內無法接收功率，但是不期望通過葉片距控制來調整發電機的轉矩產生，則可以通過適合的開關裝置將動態制動電阻器連接在第一和第二 dc負載端子之間，并且可以使用上文提到的相位控制方式以允許制動電阻器中的功率耗散得以調整以便調整從風力渦輪提取的功率用于速度和/或轉矩控制的目的。
[0106]該電機的所有實施例可以設計成將最大化地利用非正弦氣隙通量密度和線圈電流諧波。原理上，可以將所有低階整數諧波布設成有助于平均轉矩和功率，但是對于能夠以此方式利用的諧波階可能存在實踐中的上限。在一些情況中，可以發現線圈電流中的特定諧波階是反效果(counter-productive)的或至少有益之處很少，并且可以將圖9所示的準方形電流波形的脈沖寬度調整成便于有益地調整和優化電流的諧波譜。相似地，電樞反應對氣隙通量分布和線圈開路電壓的影響可能或多或少有效果，并且可以將圖9所示的線圈開路電壓與線圈電流之間的相位移調整成針對任何特定負載狀況有益地調整或優化線圈開路電壓和/或線圈端子電壓。
[0107]現在將參考圖7針對功率電子裝置是二極管的情況描述自然換向過程。在自然換向之前，二極管SI和S4是導通的，并且電流在線圈中從左向右流動。H橋dc電壓輸出等于線圈開路電壓Vc。當線圈開路電壓Vc反轉從而促使二極管S1、S2、S3和S4的同時導通時，發起自然換向。線圈電流Ic按Vc/Lc設置的速率減小，因為線圈實際上被二極管的同時導通短接。二極管S2和S3 (進入裝置)中的電流按相同的速率增加，同時二極管SI和S4(引出裝置)中的電流按相同的速率減小，直到瞬間反向之后二極管SI和S4的反向恢復使二極管SI和S4中的電流換向為止。可以使用開關輔助網絡或緩沖器來緩和二極管開關的瞬變。在自然換向之后，二極管S2和S3是導通的，并且電流在線圈中從右向左流動。H橋dc電壓輸出等于線圈開路電壓Vc。以此相同方式，電相鄰相的物理位置不遵從物理上連續的線圈位置，而是遵從游標移位確定的后退或前進序列，換向事件與線圈電壓同步，并且因此遵從電相序列，即，連續換向事件的位置遵從相同的后退或前進序列。
[0108]自然換向過程還可以應用于功率電子裝置是晶閘管的配置。與其中功率電子裝置是二極管的自然換向的應用唯一不同的是進入裝置的導通的發起，并且引出裝置的換向過程的對應開始可根據使用門控制的上述相位控制過程進行延遲。當在門控制中的相位滯后基本小于基本頻率的90°時，每個H橋作為整流器工作，以及該機器作為發電機工作。在大于90°的相位滯后時，每個H橋作為逆變器工作，以及該機器作為電動機工作。連續換向事件的物理位置遵從上文描述的后退或前進序列，并且附加地根據上文描述的相位控制原理，受到物理相移的影響-理論上限制的物理相移范圍占據一個磁極距，以提供180°電相移。如前文描述，反轉自然換向受換向電感所強加的限制的影響，并且優選地使用dc線路換向，并將電動機工作限于非常低的速度。將注意，采用超導激勵且具有轉子護罩和氣隙型定子繞組的機器將具有特別低的換向電感，并且這將特別有益于自然換向。使用自然換向的晶閘管技術在簡單、魯棒性特征和控制和保護能力方面尤其有益。將認識到，此類自然換向的系統無法以提前功率因子利用線圈端子電壓和電流工作。
[0109]現在將參考圖10以及在功率電子裝置是圖示為開關的門控半導體裝置的情況中描述強制換向過程。每個開關模塊還包括簡化的開關輔助網絡，該簡化開關輔助網絡具有將適于在發電模式下工作的電機的能量恢復功能。dc電路中流動的dc電流定義為基本不受在每個開關模塊中發生的換向過程影響的且圖示為理想電流源的dc鏈電流。
[0110]為了簡明，在圖10中復制圖8的第一、第二和第五開關狀態。連同能量恢復狀態一起示出了第一與第五開關狀態之間以及第五與第二開關狀態之間的強制換向轉換。
[0111]在第一開關狀態中，導通功率電子裝置S2和S3，并且將dc鏈電流弓I導從右向左流經對應的線圈。功率電子裝置SI和S4為關斷狀態。
[0112]為了發起從第一開關狀態到第五開關狀態的強制換向，通過門控制將功率電子裝置S2關斷，同時通過門控制將功率電子裝置S4導通。關斷功率電子裝置S2的動作使得dc鏈電流快速地經能量恢復電路(ERC)轉移，該能量恢復電路定義成:(i)提出與功率電子裝置S2并聯的阻抗，該阻抗足夠低以避免裝置S2上過大的瞬變恢復電壓，(ii)提出顯著超過開路線圈電壓Vc并因此足夠促成線圈電流Ic的強制換向的電壓，以及(iii)具有反向恢復特征或防止線圈電流Ic的無意反向的其他開關序列。實踐中，能量恢復電路可以包括多個二極管電容器類型電壓箝位電路，其適合地定義成具有低雜散電感。當線圈電流Ic減小時，能量恢復電路中的電流相應地減小，而功率電子裝置S4中的電流相應地增加，直到能量恢復電路的反向恢復中斷該過程，并且建立第五開關狀態為止。線圈和能量恢復電路中的引出電流以粗虛線圖示，而功率電子裝置S4中的進入電流圖示為細虛線。
[0113]在第五狀態中，通過導通功率電子裝置S3和S4并關斷裝置SI和S2，將dc鏈電流弓I導流經H橋而不在線圈中流動。
[0114]為了發起從第五開關狀態到第二開關狀態的強制換向，通過門控制將功率電子裝置S3關斷，同時通過門控制將功率電子裝置SI導通。關斷功率電子裝置S3的動作使得dc鏈電流快速地經能量恢復電路(ERC)轉移。隨著線圈電流Ic增加，能量恢復電路中的電流相應地減小，同時功率電子裝置S3中的電流相應地增加，直到第二開關狀態建立為止。功率電子裝置S3和能量恢復電路中的引出電流以粗虛線圖示，而功率電子裝置SI和線圈中的進入電流圖示為細虛線。相似地，沿著任一方向在這些和其他狀態之間強制換向也是可能的。
[0115]在第二開關狀態中，導通功率電子裝置SI和S4,并且將dc鏈電流引導從左向右流經對應的線圈。功率電子裝置S2和S3保持關斷狀態。
[0116]連續強制換向事件的物理位置遵從上文描述的相移的后退或前進序列。[0117]將認識到，此類強制換向的系統能夠以提前功率因子利用線圈端子電壓和電流工作，并且工作以達到線圈開路電壓與線圈電流之間的上文描述的有益正交關系。
[0118]在強制換向事件完成之后，能量恢復電路可以包含過量電荷，此過量電荷可以在連續強制換向事件之后積累，并且可以在下一個適合的換向事件之前，將其一些或全部注入到dc電路中，如圖10所示。此注入狀態可以與第一或第二開關狀態中任一個狀態重疊。實踐中，可以使用根據脈沖寬度調制(PWM)策略工作的DC/DC變流器來實現過量電荷的注入，并且可以是公知前向變流器的派生。可以控制DC/DC變流器以將此過量電荷以任何便利的方式注入，并且優選地根據閉合回路電壓和電流控制策略來注入電流，其中調整電流以便保持能量恢復電路內或能量恢復電路內的儲能電容器兩端的期望峰值電壓同時將峰值電流減到最小。能量恢復電路內的峰值電壓對引出功率電子裝置在其關斷過程期間承受的峰值電壓具有直接關系，以及還對定義換向期間的線圈電流的變化率的強制電壓具有直接關系。因此，能量恢復電路電壓的此閉合回路控制實際上獨立于關聯的線圈電壓是有益的，在此情況中使用術語“實際上獨立”標識:(i)能量恢復電路電壓不能設置為小于峰值線圈開路電壓的水平，(ii)能量恢復電路電壓可以超出峰值線圈開路電壓增加的最大預期程度隨換向的線圈電流的量值增加，以及(iii)實際上可以將峰值能量恢復電路電壓調整到這兩個極限之間的任何期望水平。
[0119]雖然不是優選，但是可以將H橋配置為電壓源變流器。現在將參考圖7、圖8、圖9和圖11描述此類H橋的布置和操作。
[0120]圖11中以示意圖形式示出電壓源變流器的實現，其具有與前文參考圖7描述的相似的H橋拓撲，只是功率電子裝置S1、S2、S3和S4是非對稱反向導通類型，并且各圖示為與自由輪二極管并聯連接的理想開關。dc鏈電容器連接在開關模塊的dc端子之間，并且不采用能量恢復電路而是自由輪二極管和dc鏈電容器的效應執行定義施加到引出開關裝置的峰值電壓以及提供定義換向期間線圈電流的變化率的強制電壓的近似等效功能。不同于常規電壓源逆變器，因為相對較大數量(通常MO)個H橋將其dc鏈電容器串聯連接，所以對開關模塊強加近似恒定的dc鏈電流，并且這以示意圖形式圖示為量值Idc/2的理想電流源。此電流的路徑和極性也是針對電動回轉的情況而以帶箭頭點劃線標識。對于發電情況的等效dc電流未示出，只是將在相反方向，即如圖7所示。其他電流路徑通過粗和細帶箭頭點劃線標識。優選地，當其作為強制換向或門換向裝置時，功率電子裝置Sb-SA的切換頻率等于定子基本頻率，并且下文一般根據此優選來進行概要描述，僅包括采用功率電子裝置Sb-SA的脈沖寬度調制(PWM)操作的選項的簡要描述。使用電壓源變流器的換向、控制和保護的含義是重大的，現在對此進行概述。
[0121]已將自由輪二極管的極性布置成與圖7的裝置中的電流對應，并且當在發電模式下時，這些二極管可以采用與先前在電流源變流器的上下文環境中描述的相同的自然換向的整流器模式工作時，還要求對門控開關裝置進行脈沖抑制，所以它們保持關斷狀態。dc鏈電容器的效應取決于它的電容，其中大電容導致峰值導致峰值/均方根線圈電流的比值增大。當如此配置時，開關模塊不能調整定子線圈電流波形或正常工作的發電機dc輸出電流或發電機dc短路故障電流和轉矩。
[0122]不同于對于電流源變流器在從發電轉換到電動回轉模式并且反之亦然時dc鏈電壓反轉極性，而dc鏈電流保持單極性，在電壓源變流器的情況中，在從發電轉換到電動回轉模式和反之亦然時dc鏈電流反轉極性而dc鏈電壓保持單極性。為了使得此差異明顯，圖11示出電動回轉時應用的極性的dc鏈電流。當電動回轉時,每個H橋在反轉模式下工作。電壓源逆變器H橋拓撲具有與圖8圖示的開關狀態的近似等效的兩個開關狀態，并且相應地，它們在圖11中也標識為第一開關狀態和第二開關狀態。在這些狀態中，通過門控制將對角線上的裝置對導通，同時通過門控制將相對對角線上的裝置對關斷。在第一開關狀態中，功率電子裝置S2和S3處于導通狀態并且電流在線圈中從左向右流，而線圈的左側端子具有相對于其右側端子的電壓為正的電壓，此電壓由dc鏈電容器上的電壓強加。從第一開關狀態到第二開關狀態的強制換向圖示為狀態1-2，并通過關斷功率電子裝置S2和S3發起，由此導致電流快速地轉移到相對的對角線狀態中，其中與功率電子裝置SI和S4并聯的自由輪二極管導通，并且對于線圈端子電壓反向。在預定成消除所說的“相腿”中上下裝置的同時導通的風險(例如，左側相腿的裝置SI和S2 —般不得同時處于導通狀態)的所說的“停滯時間”之后，功率電子裝置SI和S4導通，而與裝置SI和S4并聯的自由輪二極管繼續導通。dc鏈電容器上的電壓和線圈開路電壓隨時間的變化，與換向電感組合，最終變得足夠導致線圈電流反轉。第二開關狀態在線圈電流反轉的時間點處建立。在功率電子裝置SP"S4中流動的電流促使電流在dc鏈電容器中以第一極性流動，而在與裝置S1...S4并聯的自由輪二極管中流動的電流促使電流在dc鏈電容器中以相反的極性流動。由此，ac波動電流在dc鏈電容器中流動，并且在此之上疊加上文定義的近似恒定的dc鏈電流。在此電壓源變流工作模式中，H橋具有控制線圈功率因子的有限能力，但是具有以允許與優選地同步低階整數諧波電流和電壓的同時達到線圈電流與線圈開路電壓之間的優選正交關系的方式調整線圈電流波形的最小能力。電壓源逆變器固有地以大約等于峰值線圈開路電壓的dc鏈電容器上的峰值電壓工作。當dc鏈電容器的電容增加時，dc鏈電壓波動減小，而峰值/均方根線圈電流的比值增加。當dc鏈電容器的電容減小時，dc鏈電壓波動增加，而峰值/均方根線圈電流的比值減小，以及換向期間電流的變化率變得不明確。
[0123]將功率電子裝置切換頻率約束為與定子基本頻率相同的電壓源變流器操作的前文描述具有標識的性能限制因素，該性能限制因素與無法以優選方式控制線圈電流波形有關，并且使用每個開關模塊的PWM控制來解決這些因素在技術上是可能的。雖然PWM操作使得實現線圈電流波形控制、線圈開路電壓和dc鏈電壓之間增加的相關性程度成為可能，但是這是以增加的切換頻率、增加的切換功耗和增加的復雜性為代價實現的。
[0124]電壓源逆變器具有與圖8的第四和第五開關狀態近似等效的開關狀態，并且根據線圈開路電壓的極性，每個狀態具有兩個形式。相應地，第五開關狀態的第一形式圖示并標識為狀態5a。在此狀態中，功率電子裝置S3和S4同時選為處于導通狀態，并且這樣的短期效應是導致dc鏈電容器的浪涌電流型放電，其導致裝置S3和S4經受短期且潛在損害性熱過載。將這些裝置設計成使得它們能夠在上文描述的浪涌電流之后承載電流是可能的，這樣的潛在有益的第一長期效應是提供能夠用來以便于允許dc鏈電流旁路故障開關模塊的dc鏈電流的路徑。這樣的不利第二長期效應是提供其中關聯的線圈被串聯連接路徑短接的電流路徑，其包括與功率電子裝置SI和S3并聯的自由輪二極管。當線圈的右側端子相對于左側端子處于正電壓下時，第五開關狀態的第一形式在線圈開路電壓的半周期期間是有效的。當關聯的線圈被串聯連接路徑短接時，第五開關狀態的對應第二形式(即狀態5b，未示出)在線圈開路電壓的另一半周期期間是有效的，該串聯的路徑包括功率電子裝置S4和與功率電子裝置S2并聯的自由輪二極管。當功率電子裝置SI和S2同時導通時，第四開關狀態的對應形式在線圈開路電壓的對應半周期中是有效的。如果利用第四或第五開關狀態的潛在好處以便于提供開關模塊故障之后的性能漸進式退化，則必須將保險絲或其他電路中斷裝置與每個線圈串聯連接。
[0125]圖12示出可以如何將開關模塊2安裝到電機。該電機具有單層線圈4，如圖4示意性示出的，單層線圈4位于定子組裝件6中提供的定子槽中。但是將容易地認識到，具有兩層或以齒為中心繞組的電機可以采用相似的通用布置，端線圈繞組懸垂具有其各自的形狀。
[0126]將轉子8安裝到轉子軸10。將永磁體12的圓周地隔開的陣列安裝在轉子8的徑向外表面上，并通過氣隙與定子間隔開。
[0127]主壁絕緣14包圍線圈側的槽內區域，并超出定子芯組合件16的軸端延伸到空氣空間中。線圈端部形成為使端繞組懸垂18之間能有間空。因為主壁絕緣14的槽內區域暴露于dc電壓分量支配的徑向電壓應力，所以其電場分布由絕緣材料的電阻率支配。可以通過并入細且均勻分布的納米顆粒填充材料來增強其耐受高平均電場強度的能力，因此該復合絕緣材料在漏電電流與電壓之間具有非線性關系，或其造成絕緣塊相對于主dc電壓應力進行應力分級。優選地，該復合絕緣材料具有基本各向同性電阻率特征，并且將主壁絕緣14延伸超出槽端以便在端繞組懸垂18的表面處隨著其離開槽內區域提供軸向電壓應力分級。足夠的軸向應力分級是必要的，以便克服表面電壓崩潰或漏電起痕的風險，并且這可以通過復合主壁絕緣材料的端延伸或通過在復合主壁絕緣材料的端延伸表面上應用專用應力分級帶或涂層來完整地提供。該復合絕緣材料可以包括環氧樹脂和碳化硅納米顆粒的分布。填充物的顆粒尺寸分布優選地將如此以確保絕緣塊中基本均勻的顆粒糙面之間的接觸。
[0128]本發明優于其絕緣系統經受大ac損耗和部分放電的常規電機的有益之處在于，上文描述的應力分級機制(其依據dc電壓應力支配ac電壓應力來定義，并且定義了絕緣系統電阻率)響應ac電壓應力經受最小的耗散或放電。相應地，應力分級機制有益地改進了絕緣系統的穩定性和預期使用壽命。本發明優于其線圈在ac域中串聯互連(其中這些串聯互連潛在地延伸在多個磁極距上，以及其中線圈間絕緣系統由此經受很大的ac電壓應力、損耗和部分放電)的常規電機的又一個有益之處在于線圈間電壓最小，并由此線圈間絕緣經受低電壓應力。相應地，本發明有利地允許線圈以最小束絕緣來纏繞并預先形成，然后可以使用緊密過程圍繞線圈側的槽內區域組裝無放電主壁絕緣組件，最后可以將預先形成和預先絕緣處理的線圈插入到定子槽中。
[0129]該電機的定子6可以通過經由導管(未示出)的徑向空氣流來進行冷卻，該導管通過在定子芯組合件中的疊層表面之間間隔地沿著其軸向長度提供空間來形成。經這些導管的氣流可以沿徑向地向內或沿徑向地向外，并且可以例如通過軸驅動的風扇或電風扇強行推動經這些導管的氣流。該空氣流可以在雙或單環形閉合回路中，該雙或單環形閉合回路包括位于定子殼體20與定子護鐵外側之間的空間，端繞組懸垂18和轉子8與定子6之間的氣隙。在相對于其功率輸出具有相對較大的外表面區域的電機中，可以通過此表面區域將其熱耗散到周圍溫度，但是在任何情況中可以通過添加適合的熱交換器來作為補充，該適合的熱交換器可以是簡單地增大定子的外表面區域或調適成包括與合適的熱交換液體和遠程熱交換器接觸的內或外表面。定子端護罩和/或適合的擋板可以在定子的軸端處將空氣流引導通過端繞組懸垂區域。在一些情況中，定子可以足夠好地進行冷卻而不借助于上文提到的空氣回路，即可以通過經過定子組裝件的到定子組裝件的外表面或熱交換器的傳導來進行冷卻。
[0130]開關模塊2設為緊密靠近端繞組懸垂18，使得每個開關模塊的ac端子22與對應的線圈端之間有短連接。開關模塊2以與線圈基本相同的電壓工作，并且因此必須與定子框架20絕緣。每個開關模塊2與其對應的線圈4之間需要最小絕緣。
[0131]在電機使用內部空氣回路的情況中，還可以對開關模塊進行空氣冷卻，并獲益于用于冷卻端繞組懸垂的徑向空氣流。在任何情況中，功率電子裝置通過短線圈引線24電以及熱連接到線圈4，并且所以能夠在逼近線圈端溫度(通常<150°C)的溫度下工作的裝置將是首選。這將包括采用如碳化硅的寬帶隙材料的功率電子裝置。在一些情況中，可以將這些開關模塊布置成允許功率電子裝置被線圈端繞組冷卻，并且可以使用適合的電絕緣但是導熱的界面將這些開關模塊固定到端繞組懸垂表面。將開關模塊內的其他組件次優地熱連接到線圈端，并且可以根據冷卻空氣溫度對這些其他組件定額。
[0132]參考圖13，開關模塊2通常盡可能地自包含，以便簡化附屬供電源和控制接口和將可靠性最大化。可以從關聯的控制器26提供用于定義H橋的功率電子裝置SP"S4的門驅動信號gl…g4。將能量恢復電路的儲能電容器端子處(或電壓源變流器型開關模塊的dc鏈電容器處)的電壓作為同步信號和供電源電壓提供到控制器26。此電壓等于或大于線圈端子電壓的整流的峰值。
[0133]更具體地來說，每個控制器26從對應的能量恢復電路接收同步信號和供電源電壓ERC±m，從第一相鄰開 關模塊接收相應的線圈端子電壓28、公共參考信號30 (可以通過無線方式傳送)、同步信號32，以及從第二相鄰開關模塊34接收同步。每個控制器還可以可選地從例如具有適合絕緣系統的本地脈沖變壓器36接收輔助供電源輸入。控制器26將門信號gl…g4提供到功率電子裝置S1-S4，并且可選地還將其提供到能量恢復電路中的任何功率電子裝置。
[0134]每個控制器26內的內部供電源由開關模式的供電源(未示出)導出，其從能量恢復電路(或從電壓源變流器型開關模塊的dc鏈電容器)接收供電源電壓。雖然該電機以額定速度的至少10%旋轉，但是通常滿足每個控制器26的供電源要求，并且提供允許電機黑啟動(black started)的控制系統來將電機黑啟動是可能的。在正常工作情況下，控制器26無需任何其他形式的供電源輸入。在其他工作情況中，例如，如果需要永磁發電機以非常低的速度電動回轉，則控制器從附屬供電源輸入接收功率。
[0135]作為公共參考信號30的一部分傳送的一組參考數據包括至少相移參考和脈沖寬度參考。對于電動回轉控制目的，它還可以包括速度參考、方向和同步脈沖。每個控制器26同步到對應的線圈端子電壓28，并通過比較相鄰的第一和第二開關模塊提供的同步信號32、34來確定旋轉方向。線圈端子電壓/頻率比在預定的工作速度(例如，對于上文描述的第一和第二電機，這可以是0.2pu - 1.1pu的額定速度)上是基本恒定的，相對于線圈端子電壓的同步可以有益地采用其輸出具有基本恒定的峰值到峰值ac電壓輸出的硬件積分器功能。該同步功能生成相位參考信號，開關模塊2中的個體開關事件的定時是根據該相位參考信號確定的。在調整為適應電流源變流器的要求的控制器的情況中，缺省脈沖寬度參考可以是通過在相等的半周期持續時間且小于換向過程的持續時間內提供與上文概述的第一和第二開關狀態對應的門驅動信號以促使從線圈端子提取對稱梯形電流波形的脈沖寬度參考。其他脈沖寬度參考狀況促使從線圈端子提取對稱的準方形電流波形，正如先前描述。在電壓源變流器的情況中很少有機會控制線圈電流波形。響應公共相移參考輸入生成功率電子裝置的門驅動信號gl…g4與線圈端子電壓之間的相應相移。正如先前描述，線圈端子電壓與線圈開路電壓不相同，并且這是因為線圈開路電壓不可訪問-相應地，公共相移參考必須包括估計的項作為對線圈內電抗電壓降的補償。此補償通過總控制器(未示出，但是可以可選地將控制器26與之組合或集成)來提供，總控制器可以包括用于功率電子開關組裝件的第一和第二 dc負載端子處的電流和電壓的傳感器，并且具有換向電感數據。
[0136]然而永磁發電機或分開激勵的發電機的應用不一定依賴于控制系統在所有時間同步到線圈電壓的能力，因為可以使用可再生能源(例如，風力渦輪組裝件)或原動機(例如，柴油引擎或渦輪)來使轉子軸從靜止旋轉并達到線圈電壓足夠允許控制系統有效工作的最小速度，電動回轉應用固有地依賴于使轉子軸從靜止旋轉的控制功能性。上文描述的控制功能有效地定義在大于約0.1pu的速度下有效的無編碼器控制系統，此限制通過功率電子裝置點火事件同步到由集成的定子電壓推導的相位參考信號來設置。在約0.1pu以下的速度時，線圈電壓不足以允許控制系統有效，并且要求將功率電子點火事件與軸絕對位置同步。可以采用任何便利形式的軸絕對位置編碼器，并且可以將其輸出數據提供到總控制器(未示出)。因此，可以將該輸出數據并入該組參考數據內，將該組參考數據作為傳送到所有控制器26的公共參考信號30的一部分傳送。在大多數常見電動回轉的應用中，用于每個開關模塊2的控制器26將包括允許定義H橋的功率電子裝置Sb-SA的點火事件同步到相位參考信號的功能，其中相位參考信號通過在定子電壓不足以允許控制系統有效時根據定子組裝件內的開關模塊的位置將軸絕對位置與的預設位置偏移量相加來推導。總控制器負責控制機器發電時如何將功率輸送到負載，以及電動回轉時如何將功率提供到機器，并且這可以根據總控制器參考和反饋輸入設置一組參考數據來實現，這是根據本領域技術人員公知的，無需進一步描述。
【權利要求】
1.一種dc電機,其包括: 具有Np個旋轉場磁極的轉子(8)； 具有Ns個繞組槽的電樞(6)，其中Ns/Np是非整數比值； 具有接收在所述繞組槽中的多個線圈(4)的電樞繞組，所述電樞繞組定義多個電樞相；以及 功率電子開關組裝件，其包括: 第一 dc負載端子(DC+)； 第二 dc負載端子(DC-);以及 多個開關模塊(2 )，每個開關模塊具有兩個ac端子和兩個dc端子并且包括功率電子裝置(S1-S4)； 其中每個線圈(4)連接到相應開關模塊(2)的所述ac端子； 其特征在于，第一比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第一和第二 dc負載端子(DC+，DC_)之間，以及第二比例的開關模塊將其dc端子一起串聯連接在所述第一和第二 dc負載端子(DC+，DC-)之間以定義兩個并聯dc電路。
2.如權利要求1所述的dc電機，其中Ns/Np表示為η土δ，其中η是整數，以及δ是非整數游標移位。
3.如權利要求2所述的dc電機，其中所述場磁極圍繞所述轉子(8)的圓周均等地分布，并且所述游標移位圍繞所述電樞(6)是一致的。
4.如前面任何一個權利要求所述的dc電機，其具有電樞相序列，其中物理上遠離的電樞線圈(4)在所述電樞相序列中是相鄰的。
5.如權利要求4所述的dc電機，其中所述電樞相序列的旋轉方向與所述轉子(8)的旋轉方向是相同的或相反的。
6.如前面任何一個權利要求所述的dc電機，其中每個電樞相由兩個或更多個電樞線圈(4)定義，以及其中特定電樞相中的每個電樞線圈的所述開關模塊(2)受控制使得它們的開關事件基本同時發生。
7.如權利要求6所述的dc電機，其中特定電樞相中的所述電樞線圈(4)圍繞所述電樞(8)在圓周上基本均等地分隔開。
8.如前面任何一個權利要求所述的dc電機，其中所述電樞繞組的線圈定義:(i)Ns/2，(ii)Ns/4,或(iii) Ns 個電樞相。
9.如前面任何一個權利要求所述的dc電機，其中所述電樞繞組的線圈定義:(i)兩層線圈，(ii)單層線圈,或(iii)齒線圈。
10.如前面任何一個權利要求所述的dc電機，其中所述電樞(8)包括圓周基準線，以及在所述基準線的相對側上的并聯dc電路中產生的電壓的量值和極性是基本平衡的。
【文檔編號】H02K29/00GK103683787SQ201310380784
【公開日】2014年3月26日 申請日期:2013年8月28日 優先權日:2012年8月28日
【發明者】A.D.克雷恩 申請人:通用電氣能源能量變換技術有限公司