專利名稱：電力線載波通信裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電力線載波通信裝置，用于使用電源線來執行數據傳輸。
背景技術：
電力線載波通信裝置擁有一個主要特征使得可以通過利用已經安裝在各個家庭內的電源線來作為網絡傳輸路徑來立即建立家用通信網絡。但是，因為這些電力線載波通信裝置通過使用這樣的具有變差的平衡度的電源線作為通信媒體來發送/接收信號，因此從這些電源線泄露出高電功率。而且，在高速電力線載波通信所需要的頻帶中，業余無線電通信和短波廣播節目已經在利用這些頻帶。結果，存在這些電力線載波通信裝置對于這些現有的通信系統引起的干擾的問題。對于由在各個國家中制訂的無線電法律和無線電通信法律規定的限制方面，對于諸如可使用的頻帶(范圍)和可允許的電場強度的項目給出了各種類型的合法限制。因此，根據這些法律，對于用于電力線載波通信的頻帶必然要求某些限制。而且，因為各種電器連接到構成電力線載波通信裝置的通信媒體的通用電力線，因此依賴于各個家用電力線的布線條件而存在在電力線的阻抗上的許多差別、在電力線上出現的噪聲和在信號傳輸期間的信號衰減量，它們可能對于通信性能有很大的影響。而且，這些阻抗、噪聲和信號衰減量根據連接到這些電力線的電器而被改變，而且，其特性依據頻率而大大地不同。
如上所述，在使用電力線作為通信媒體的這樣的電力線載波通信中可以設想有下面的風險。即，可以由于阻抗改變、噪聲和電力線的信號衰減而引起對于其他現有的通信系統的通信故障和干擾。結果，能夠避免使用具有通信故障的頻帶的系統應當與靈活地適配于各個國家的法律規定的系統清楚地相區別。換句話說，在通信中可以使用的頻帶必須與不在通信中的頻帶相區別。而且，這些系統改變應當容易地和必然地可獲得。關于這個問題，傳統上已經提出了使用多載波傳送系統的大量技術思路。
作為其中使用電力線來作為通信介質的傳統的電力線載波通信裝置，例如存在在日本公開專利申請第2000-165304號中公開的這樣的電力線載波通信裝置。
圖25是有指示在日本公開專利申請第2000-165304號中所述的電力線載波通信裝置的方框圖。
在圖25中，附圖標記600示出了電力線載波通信裝置，附圖標記601指示數據劃分器，附圖標記602表示QAM(正交調幅)編碼器，附圖標記603表示逆傅里葉變換器件，附圖標記604是并行到串行轉換器，附圖標記605示出了D/A轉換器。而且，附圖標記606表示低通濾波器，附圖標記607表示電力線耦合電路，附圖標記608表示電力線，附圖標記609是另一個低通濾波器，附圖標記610指示A/D轉換器。而且，附圖標記611示出了串行到并行轉換器，附圖標記612表示傅立葉變換器件，附圖標記613示出了QAM解碼器，附圖標記614指示數據合成器。
從圖25的裝置布置可以清楚地看出，在日本公開專利申請第2000-165304號中所述的電力線載波通信裝置中，使用傅立葉變換的正交頻分復用傳輸系統(以下將被稱為“OFDM”系統)被應用到電力線載波通信。
接著，將描述圖25的電力線載波通信裝置的操作。
關于對電力線608的傳輸操作，傳輸數據首先進入數據劃分器601以便產生用于分配到多個副載波的比特流。接著，這個比特流被QAM編碼器602轉換為復合信號，然后，通過經由逆傅里葉變換器件603和并行到串行轉換器604處理所述復合信號來產生已經被頻分復用的時間采樣系列。這個時間采樣系列經由D/A轉換器605、低通濾波器606和電力線耦合電路607被發送到電力線608。相反，在從電力線608的接收操作中，A/D轉換器610將模擬信號(電力線通信信號)轉換為數字信號，同時這個模擬信號經由電力線耦合電路607和低通濾波器609從電力線608被接收。接著，這個數字信號經由串行到并行轉換器611和傅立葉變換器件612被轉換為相對于每個頻率的QAM代碼。然后，各個QAM代碼被QAM解碼器613解調，這些解調的數據通過存儲器14彼此合成。
如上所述，按照這種電力線載波通信裝置，傳輸信號被OFDM傳輸系統構造成包括具有多個頻譜的副載波，并且被疊加在這些相應的副載波上的信息量按照電力線的噪聲和衰減量的頻率特征而適配地改變。結果，存在這樣的優點當以較高的效率利用所述頻率時，可以通過改善傳輸速度來執行數據通信。而且，因為在發送端提供的電路被以不使用任意副載波的方式來被控制，因此可以避免在其中傳輸路徑的環境是最惡劣的頻帶的這樣的數據通信，并且因為在其中傳輸路徑的條件較好的頻帶內積極地執行多值調制，因此可以在穩定的條件下執行數據通信。而且，在這個控制操作下，這種電力線載波通信裝置可以輸出被正確地適配到對于各個國家有效的法規的信號。
但是，在上述的傳統電力線載波通信裝置中，下述的問題發生，現在參照圖26和圖27來說明所述問題。圖26是用于圖形化地示出保護間隔的系統，圖27是用于圖形化地指示OFDM傳輸系統的濾波頻帶特性的另一個圖。
在這種傳統的電力線載波通信裝置中，在使用電力線的數據通信中執行使用傅立葉變換的OFDM傳輸操作。在使用傅立葉變換的這種OFDM傳輸操作中，必須在信號部分中提供圖26所示的這樣的保護間隔部分，以便減輕多徑方面的不利影響。考慮到信息傳輸操作，這個保護間隔部分變得冗余，因此降低了頻率利用效率。保護間隔越短，則傳輸效率被提高得越多。但是，多徑方面的不利影響容易被提供到接收側，因此誤差率特性惡化。在電力線通信環境下，因為由多徑方面引起的延遲波的延遲時間尤其增加，因此必須提高保護間隔部分。結果，犧牲傳輸速度的比率變得極大。為了避免對于現有系統的干擾，作為傳統系統，這樣的系統已經被構造。即，因為對于副載波數據不被分配(被屏蔽)，因此在現有系統中使用的頻帶中的信號的幅度理論上被降低到零。圖19示出了屏蔽(后述)在OFDM傳輸系統中不使用的頻帶的一個示例。實際上，被屏蔽的副載波的幅度不出現。但是，因為相鄰的副載波的旁瓣(side lobe)被泄露，因此可以獲得僅僅大約13dB的衰減。在OFDM傳輸系統的情況下，因為通過使用矩形波作為窗口函數來執行傅立葉變換，如圖27所示，因此對于旁瓣相對于主瓣的衰減可以獲得僅僅大約13dB的。結果，對于現有通信系統的干擾不能被充分地降低。更具體而言，在用于高速電力線載波通信的頻帶中，提供了大量的具有較高接收敏感度的無線電系統，諸如業余無線電系統和短波廣播系統。為了避免對這些現有系統的不利作用，存在這樣的必要性對于由現有系統使用的頻帶不發送任何信號。為此，必須在傳統方法中新安裝頻帶阻塞濾波器。這種頻帶阻塞濾波器可能導致電路尺寸的增加。而且，因為所述頻帶阻塞濾波器必須高速工作，因此這種高速操作要求可能引起提高功耗的主要因素之一。
發明內容
在這種傳統的電力線載波通信裝置中，需要下面的方面。即，即使當消除了構成使得傳輸速度變差的因素的保護間隔的時候，可以執行數據通信。當在通信中使用的頻帶與相應的國家的無線電法律/規定相對應地被限制時，可以在不安裝引起提高電路尺寸的因素的頻帶阻塞濾波器的情況下在現有通信系統中使用的頻帶中獲得足夠大的衰減量。
為了滿足這樣的要求，本發明的目的是提供一種電力線載波通信裝置，它可以如下地工作即，即使當消除了構成使得傳輸速度惡化的因素的保護間隔的時候，也可以執行數據通信。當在數據通信中使用的頻帶與相應的國家的無線電法律/規定相對應地被限制時，可以在不安裝引起電路尺寸增加的因素的頻帶阻塞濾波器的情況下在現有通信系統中使用的頻帶中獲得足夠大的衰減量。
為了解決上述問題，按照本發明的一個方面的一種電力線載波通信裝置的特征在于這樣的電力線載波通信裝置，它包括發送單元；接收單元；電力線耦合單元，用于相對于電力線疊加從傳輸單元得到的信號來作為電力線通信信號，并且也用于從電力線僅僅提取電力線通信信號；控制單元，用于控制所述發送單元和接收單元的各自的結構元件，由此通過使用多個副載波來執行通信操作，其中發送單元包括信號點映射器件，用于從輸入的傳輸數據產生多個比特流以便將所述比特流映射到相應的副載波的信號點；子波逆變換器件，用于根據由信號點映射器件映射的各個副載波的信號點數據而通過彼此正交的子波波形來調制相應的副載波，以便產生時間波形系列數據；D/A轉換器，用于將由子波逆變換器件產生的時間波形系列數據轉換為模擬時間波形系列信號；其中接收單元包括A/D轉換器，用于數字地轉換通過電力線耦合電路從電力線提取的電力線通信信號以獲得采樣系列波形數據；子波變換器件，用于將通過A/D轉換器獲得的采樣系列波形數據子波變換為相應的副載波的信號點數據；碼元判斷器件，用于通過逆映射從所述子波變換器件輸出的多個信號點數據來判斷由所述信號點映射器件映射的比特流，并且用于彼此合成所判斷的比特流來作為接收數據系列。
結果，可以獲得這樣的電力線載波通信裝置。即，即使當消除了構成使得傳輸速度惡化的保護間隔的時候也可以執行數據通信。雖然在數據通信中使用的頻帶與相應的國家的無線電法規相對應地被限制，但是也可以在不安裝引起電路尺寸的增加因素的頻帶阻塞濾波器的情況下在現有通信系統中使用的頻帶中獲得足夠大的衰減量。
圖1A示出了用于說明子波的時間波形的概念的圖，圖1B指示用于說明關于子波的頻譜的概念的圖；圖2A是用于說明在正交變換操作中的數據流的說明圖，圖2B是用于說明在重疊的正交變換操作中的數據流的說明圖；圖3是用于表示按照本發明的實施例模式1的電力線載波通信裝置的方框圖；圖4是用于說明圖3所示的電力線載波通信裝置的發送單元的操作的說明圖；圖5是用于說明圖3所示的電力線載波通信裝置的接收單元的操作的說明圖；圖6是用于指示按照本發明的實施例模式2的電力線載波通信裝置的方框圖；圖7是用于表示按照本發明的實施例模式3的電力線載波通信裝置的方框圖；圖8是用于說明圖7所示的電力線載波通信裝置的發送單元的操作的說明圖；圖9是用于說明圖7所示的電力線載波通信裝置的接收單元的操作的說明圖；圖10A是用于圖形化地示出在用于實現GLT的4分完整重建的濾波器組電路中使用的各個濾波器的脈沖響應的示例的圖，圖10B是用于圖形化地示出在用于實現GLT的4分完整重建的濾波器組電路中使用的相應濾波器的頻率響應的示例的圖；圖11A是用于圖形化地示出在用于實現4分ELT的濾波器組電路中使用的相應濾波器的脈沖響應的示例的圖，圖11B是用于圖形化地示出在用于實現4分ELT的濾波器組電路中使用的相應濾波器的頻率響應的示例的圖；圖12A是用于指示由通用FIR濾波器構成的頻帶合成濾波器組電路的方框圖，圖12B是用于示出由通用FIR濾波器構成的頻帶劃分濾波器組電路的方框圖；圖13A是用于指示由多相濾波器構成的頻帶合成濾波器組電路的方框圖，圖13B是用于示出由多相濾波器構成的頻帶劃分濾波器組電路的方框圖；圖14是用于表示圖13A和13B的多相濾波器的方框圖；圖15A是用于表示作為圖3、圖6、圖7中所示的電力線載波通信裝置的子波逆變換的頻帶合成濾波器組電路的方框圖；圖15B是用于表示作為圖3、圖6、圖7中所示的電力線載波通信裝置的子波變換的頻帶劃分濾波器組電路的方框圖；圖16是用于指示平面旋轉計算電路的功能方框圖；圖17是用于說明按照本發明的實施例模式10的電力線載波通信裝置的控制方法的說明圖；圖18是用于圖形化地示出允許用于電力線載波通信時頻譜的例子的圖；圖19是用于圖形化地示出在使用OFDM傳輸的情況下的傳輸頻譜的圖；圖20是用于圖形化地指示電力線載波通信裝置的傳輸頻譜的圖；圖21是用于說明在圖3、圖6、圖7中所示的電力線載波通信裝置的控制方法的說明圖；圖22是用于說明按照本發明的一個實施例模式13的電力線載波通信裝置在的控制單元的操作的流程圖；圖23A是用于說明電力線載波通信裝置的信號點映射器件的信號點數量的改變的說明圖，圖23B是用于說明電力線載波通信裝置的信號點映射器件的信號點數量的改變的說明圖；圖24是用于說明按照本發明的實施例模式14的電力線載波通信裝置的操作的流程圖；圖25是用于指示在日本公開專利申請第2000-165304號中描述的電力線載波通信裝置的方框圖；圖26是用于圖形化地指示保護間隔的系統的圖；圖27是用于圖形化地示出OFDM傳輸系統的濾波器組特性的圖；圖28是用于指示按照本發明的實施例模式1的電力線通信裝置的方框圖；圖29是用于圖形化地指示其中布置了多個副載波的WOFDM系統的頻譜的圖；
圖30是用于表示按照本發明的實施例模式2的電力線通信系統的方框圖；圖31A是用于示出作為在所述出版物中公開的電力線通信裝置的擴頻電力線通信裝置的方框圖，圖31B是用于指示構成圖31A的擴頻電力線通信裝置的ALC電路的方框圖。
具體實施例方式
現在參見圖1A-圖24，將說明本發明的實施例模式。
(實施例模式1)首先，現在將參照圖1A、1B、2A和2B來說明由傅立葉變換和子波變換執行的調制/解調操作的不同點。圖1A示出了用于說明子波的時間波形的概念的圖，圖1B指示用于說明關于子波的頻譜的概念的圖。圖2A是用于說明在正交變換操作中的數據流的說明圖，圖2B是用于說明在重疊的正交變換操作中的數據流的說明圖。
在使用傅立葉變換的調制/解調操作中，多個彼此正交的三角函數乘以矩形波的窗口函數以構成每個副載波。此時，頻率特性變為Sinc函數(Sinx/x函數)。另一方面，在使用子波變換的調制/解調操作中，每個副載波由多個彼此正交的子波構成。在這種情況下，表達式“子波”對應于這樣的波形，它位于甚至時域中以及在頻域中，如圖1A和1B所示。
而且，如圖2A所示，在傅立葉變換中，輸入信號的采樣值被處理以形成采樣塊而在變換步驟中沒有任何重疊的操作。圖2A的變換示例例證性地表示了在劃分數量等于2情況下的塊形成輸入信號的流程操作。另一方面，在子波變換中，如圖2B所示，輸入信號的采樣值被處理以使用下列方式來形成采樣塊這些采樣值通過在每個變換步驟中移位特定數量的采樣值而彼此重疊。圖2B的變換步驟例證性地示出了在劃分數量等于2并且重疊度被選擇為2的情況下塊形成輸入信號的流程操作。從在傅立葉變換和子波變換之間的比較結果可以清楚地看出，即使當使用同一劃分數量時，在一個變換步驟中的濾波器長度彼此不同。換句話說，副載波波形的形狀和時間長度相對于在傅立葉變換中的劃分數量被唯一地確定，同時副載波的形狀和時間長度可以根據在子波變換中的輸入信號的重疊程度(子波變換擁有自由度)被改變。
圖3是用于指示按照本發明的實施例1的電力線載波通信裝置100的方框圖。
在圖3中，附圖標記101示出了發送單元，附圖標記111指示接收單元。發送單元101被提供信號點映射器件102、子波逆變換器件103、D/A轉換器104、發送放大器105和帶通濾波器106。而且，接收單元111被配備帶通濾波器112、放大控制器113、A/D轉換器114、子波變換器件115、碼元判斷器件116。電力線載波通信裝置100被布置了發送單元101、接收單元111、電力線耦合電路121和控制單元122。
現在參照圖4和圖5來說明使用上述布置的電力線載波通信裝置100的操作。圖4是用于說明電力線載波通信裝置100的發送單元101的操作的說明圖。圖5是用于說明電力線載波通信裝置100的接收單元111的操作的說明圖。應當注意，在子波變換步驟中存在關于副載波的數量“N”和濾波器長度“M”的自由度。副載波的數量“N”等于冪2，濾波器長度“M”等于通過將副載波的數量“N”乘以任意整數而獲得的值。但是，在這個實施例模式1中，為了簡化說明，使用用于將使用頻帶劃分為4的子波變換。換句話說，下面的說明是基于用于通信的副載波的數量“N”被選擇為4的條件的。而且，構成子波變換的每個濾波器擁有比副載波的數量“N”大兩倍的濾波器長度，并且通過使用兩組信號點數據來執行子波變換操作。
首先，現在使用圖4來說明發送單元101的數據流。
信號點映射器件102首先通過細分要發送的數據(發送比特系列)而產生具有適當長度的多個比特流。例如，信號點映射器件102將這樣的數據(發送比特系列)“0001111010110100”細分為2比特的數據流“00”、“01”、“11”、“10”、“10”、“11”、“01”和“00”，以便產生被分配到相應的副載波的比特流。接著，信號點映射器件102將這些產生的“00”、“01”、“11”、“10”的相應的比特流映射到對應于諸如“+1”、“+3”、“-3”、“-1”的PAM(脈沖調幅)信號點的信號點。然后，信號點映射器件102向子波逆變換器件103的輸入單元分配這些PAM信號點數據來作為“T1”。子波逆變換器件103通過使用兩組被分配為“T1”的PAM信號點數據來執行子波逆變換操作，以便在一個碼元期間輸出在時間軸上的發送波形的采樣值。D/A轉換器104在恒定的采樣時間輸出這個時間采樣值(時間波形系列數據)。發送放大器105將這個發送波形放大到發送信號電平，然后，帶通濾波器106從所放大的發送信號中去除不必要的頻率分量。電力線耦合電路121向電力線110輸出已經被帶通濾波器106波形整形的信號來作為用于電力線通信的信號。上述的操作對應于在發送操作期間的數據流操作的說明。
接著，現在參照圖5來說明接收單元111的數據流操作。
首先，電力線耦合電路121從電力線110提取電力線通信信號。帶通濾波器112從被提取的電力線通信信號去除位于使用頻帶之外的噪聲信號，然后向放大控制器113輸出被濾波的通信信號。放大控制器113控制這個被濾波的通信信號的信號電平，以便被A/D轉換器114的動態范圍覆蓋。然后，A/D轉換器114在與發送端的采樣定時相同的定時采樣這個模擬信號波形以獲得數字波形數據。子波變換器件115子波變換這個波形數據，以便在每個副載波獲取信號點數據。碼元判斷器件116逆映射這個信號點數據以將這個信號點數據恢復為最可能的比特流，以便可以獲得接收數據。上述的操作是在接收期間的數據流操作的說明。
應當明白，在這個實施例模式1中，因為發送數據被依序分配到多個副載波，因此可以實現高速數據通信。因為相同的數據被同時分配到多個不同的要發送的副載波，因此可以實現具有較高可靠性的這樣的數據通信。
由于使用了電力線載波通信裝置100的上述布置，因此不再需要在OFDM發送系統中所需的諸如保護間隔的冗余信號部分，于是可以改善發送效率。而且，因為可以通過執行實數部分的計算來由這樣的子波變換操作來實現需要復數計算的傅立葉變換操作，因此可以降低總的計算量，而且，可以降低電路尺寸。
(實施例模式2)圖6是用于指示按照本發明的實施例模式2的電力線載波通信裝置的方框圖。在這個實施例模式2中，說明這樣的情況在實施例模式1中的基帶信號被擴展為其中任意的載波被設置到其中心的頻帶信號。
在圖6中，附圖標記101示出了發送單元，附圖標記111指示接收單元。發送單元101被提供信號點映射器件102、子波逆變換器件103、作為發送頻率轉換器的SSB(單邊帶)調制器107、D/A轉換器104、發送放大器105和帶通濾波器106。而且，接收單元111被配備帶通濾波器112、放大控制器113、作為接收頻率轉換器的SSB解調器117、子波變換器件115、碼元判斷器件116。電力線載波通信裝置100被布置了發送單元101、接收單元111、電力線耦合電路121和控制單元122。
現在參照圖4和圖5來說明使用上述布置的電力線載波通信裝置100的操作。為了簡化說明，在這個實施例模式2中，假定當使用用于將使用頻帶細分為4個頻帶的子波變換的時候，構成子波變換器件的每個濾波器擁有通過將副載波的數量“N”乘以2而獲得的濾波器長度。而且，應當明白，除了頻移操作之外，在這個實施例模式2中執行的操作類似于實施例模式1的操作。
首先，現在使用圖4來說明發送單元101的數據流。信號點映射器件102首先通過細分要發送的數據(發送比特系列)而產生具有適當長度的多個比特流。例如，信號點映射器件102將這樣的數據(發送比特系列)“0001111010110100”細分為2比特的數據流“00”、“01”、“11”、“10”、“10”、“11”、“01”和“00”，以便產生被分配到相應的副載波的比特流。接著，信號點映射器件102將這些產生的“00”、“01”、“11”、“10”的相應的比特流映射到對應于諸如“+1”、“+3”、“-3”、“-1”的PAM(脈沖調幅)信號點的信號點。然后，信號點映射器件102向子波逆變換器件103的輸入單元分配這些PAM信號點數據來作為“T1”。子波逆變換器件103通過使用兩組被分配為“T1”的PAM信號點數據來執行子波逆變換操作，以便在一個碼元期間輸出在時間軸上的發送波形的采樣值。單邊帶調制器107頻移這個發送采樣系列。D/A轉換器104在恒定的采樣時間輸出這個時間采樣值(時間波形系列數據)。發送放大器105將這個發送波形放大到發送信號電平，然后，帶通濾波器106從所放大的發送信號中去除不必要的頻率分量。電力線耦合電路121向電力線110輸出已經被帶通濾波器106波形整形的信號來作為用于電力線通信的信號。上述的操作對應于在發送操作期間的數據流操作的說明。
接著，現在參照圖5來說明接收單元的數據流操作。
首先，電力線耦合電路121從電力線110提取電力線通信信號。帶通濾波器112從被提取的電力線通信信號去除位于使用頻帶之外的噪聲信號，然后向放大控制器113輸出被濾波的通信信號。放大控制器113控制這個被濾波的通信信號的信號電平，以便被A/D轉換器114的動態范圍覆蓋。然后，A/D轉換器114在與發送端的采樣定時相同的定時采樣這個模擬信號波形以獲得數字波形數據。SSB解調器117將這個數字信號下變頻為基帶范圍中的數字數據。子波變換器件115子波變換這個波形數據，以便每個副載波獲取信號點數據。碼元判斷器件116逆映射這個信號點數據以將這個信號點數據恢復為最可能的比特流，以便可以獲得接收數據。上述的操作是在接收期間的數據流操作的說明。
因為使用了電力線載波通信裝置100的上述布置，因此，類似于實施例模式1，不再需要在OFDM發送系統中所需的諸如保護間隔的冗余信號部分，于是可以改善發送效率。而且，因為可以通過執行實數部分的計算來由這樣的子波變換操作來實現需要復數計算的傅立葉變換操作，因此可以降低總的計算量，而且，可以減小電路尺寸。而且，因為可以執行向任意頻率的移動操作，因此這個實施例模式2的電力線載波通信裝置可以容易地被應用到這樣的情況例如，在各個國家中室內使用和室外使用不同的頻帶被使得彼此不同。結果，與僅僅在基帶發送系統中可以獲得的電力線載波通信的情況下相比較，可以進一步降低電路尺寸。
(實施例模式3)圖7是用于指示按照本發明的實施例模式3的電力線載波通信裝置100的方框圖。
在圖7中，附圖標記101示出了發送單元，附圖標記111指示接收單元。發送單元101被提供信號點映射器件102、子波逆變換器件103、D/A轉換器104、正交調制器108、發送放大器105和帶通濾波器106。而且，接收單元111被配備帶通濾波器112、放大控制器113、A/D轉換器114、正交解調器118、子波變換器件115、碼元判斷器件116。電力線載波通信裝置100被布置了發送單元101、接收單元111、電力線耦合電路121和控制單元122。
現在參照圖8和圖9來說明使用上述布置的電力線載波通信裝置100的操作。圖8是用于說明電力線載波通信裝置100的發送單元101的操作的說明圖。圖9是用于說明電力線載波通信裝置100的接收單元111的操作的說明圖。為了簡化說明，在這個實施例模式3中，假定當使用用于將使用頻帶細分為4個頻帶的子波變換的時候，構成子波變換器件的每個濾波器擁有通過將副載波的數量“N”乘以2而獲得的濾波器長度。
首先，現在使用圖8來說明發送單元101的數據流。
信號點映射器件102首先通過細分要發送的數據(發送比特系列)而產生具有適當長度的多個比特流。例如，信號點映射器件102將這樣的數據(發送比特系列)“0001111010110100”細分為2比特的數據流“00”、“01”、“11”、“10”、“10”、“11”、“01”和“00”，以便產生被分配到相應的副載波的比特流。接著，信號點映射器件102將這些產生的“00”、“01”、“11”、“10”的相應的比特流映射到對應于正交調幅(QAM)系統的復合域的信號點。此時，所述復合信號點數據被分配到實數部分和虛數部分。子波逆變換器件103通過使用兩組被分配為“T2”的信號點數據來分別對實數部分和虛數部分執行子波逆變換操作，以便在一個碼元期間輸出在時間軸上的發送波形的采樣值。此時，發送波形的采樣值保持為復數的形式。正交調制器108正交調制這個復合信號以便將這個復合信號頻移到任意的載波頻帶。D/A轉換器104在恒定的采樣時間輸出已經被頻移的這個時間采樣值。發送放大器105將這個發送波形放大到適當的信號電平，然后，帶通濾波器106從所放大的發送信號中去除不必要的頻率分量。電力線耦合電路121向電力線110輸出已經被帶通濾波器106波形整形的信號來作為用于電力線通信的信號。上述的操作對應于在發送操作期間的數據流操作的說明。
接著，現在參照圖9來說明接收單元111的操作。
首先，電力線耦合電路121從電力線110提取電力線通信信號。帶通濾波器112從被提取的電力線通信信號去除位于使用頻帶之外的噪聲信號，然后向放大控制器113輸出被濾波的通信信號。放大控制器113控制這個被濾波的通信信號的信號電平，以便被A/D轉換器114的動態范圍覆蓋。然后，A/D轉換器114在與發送端的采樣定時相同的定時采樣這個模擬信號波形以獲得數字波形數據。正交解調器118將這個波形數據下變頻到基帶范圍中，以便被轉換為復合基帶信號。子波變換器件115子波變換這個復合波形數據，以便每個副載波獲取復合信號點數據。碼元判斷器件116逆映射這個信號點數據以將這個信號點數據恢復為最可能的比特流，以便可以獲得接收數據。上述的操作是在接收期間的數據流操作的說明。
因為使用了電力線載波通信裝置100的上述布置，因此，不再需要在OFDM發送系統中所需的諸如保護間隔的冗余信號部分，于是可以改善頻率利用效率。而且，因為可以通過執行正交調制/解調操作來使用復合域的信號點數據，因此可以進一步改善頻率利用效率。
(實施例模式4)按照本發明的實施例模式4的電力線載波通信的布置對應于圖3、圖6或圖7中所示的布置。在這個實施例模式4中，說明這樣的情況通過通用重疊正交變換(GLT)來布置子波逆變換器件103和子波變換器件115。GLT對應于這樣的事實對于濾波器的抽頭數量來一般化疊加的正交變換(LOT)的結構。
圖10A是用于圖形化地示出在用于實現具有4分完整重建的GLT的濾波器組電路中使用的每個濾波器的脈沖響應的示例的圖，圖10B是用于圖形化地示出在用于實現具有4分完整重建的GLT的濾波器組電路中使用的每個濾波器的頻率響應的示例的圖。
應當明白，在這個實施例模式4中，實現GLT的濾波器組電路由FIR濾波器組構成。或者，這個濾波器組電路可以由多相濾波器或網格結構構成。而且，這個實施例模式4已經表示了實現具有完整重建的GLT的濾波器組電路的示例。或者，可以應用具有準完整重建的濾波器組電路。因為所述濾波器組電路由準完整重建構成，因此，與濾波器組電路由完整的重建構成的情況相比較，可以進一步地降低在相應的副載波中的旁瓣。
因為構造了具有如圖10A和10B所指示的濾波系數的濾波器組電路，因此，可以向在實現子波變換的濾波器組電路中使用的所有濾波器提供線性相位特性。因為所有的濾波器擁有線性相位特性，因此可以將在濾波器組電路中需要的復用器的總數降低一半，因此可以降低電路尺寸。而且，因為在主瓣位于中心的同時每個這樣的副載波的頻率特性可以被設計使得陡峭，因此可以在接收操作期間降低由其他副載波提供的干擾和在使用頻帶之外產生的噪聲引起的不利作用。
(實施例模式5)按照本發明的實施例模式5的電力線載波通信的布置對應于圖3、圖6或圖7中所示的布置。在這個實施例模式5中，說明這樣的情況通過擴展的調制重疊變換(ELT)來布置子波逆變換器件103和子波變換器件115。ELT對應于這樣的事實對于濾波器的抽頭數量來一般化調制的疊加的變換(MLT)的結構。
圖11A是用于圖形化地示出在用于實現4分ELT結構的濾波器組電路中使用的每個濾波器的脈沖響應的示例的圖，圖11B是用于圖形化地示出在用于實現4分ELT結構的濾波器組電路中使用的每個濾波器的頻率響應的示例的圖。
應當明白，在這個實施例模式5中，實現ELT結構的濾波器組電路由FIR濾波器組構成。或者，這個濾波器組電路可以由多相濾波器或網格結構構成。
因為布置了具有如圖11A和11B所示的濾波系數的濾波器組電路，因此，與在實施例模式4中所述的LOT結構或GLT結構相比較，可以進一步減少副載波的旁瓣。而且，因為在主瓣位于中心的同時每個這樣的副載波的頻率特征可以被設計使得陡峭，因此可以在接收操作期間降低由其他副載波提供的干擾和在使用頻帶之外產生的噪聲引起的不利作用，而不需要頻帶阻塞濾波器。在傳統的系統中需要這種頻帶阻塞濾波器，以便不向在電力線載波通信裝置100中的現有系統提供不利作用。
(實施例模式6)在本發明的實施例模式6中，現在參照圖12A、12B、圖13A和圖13B來說明這樣的情況由多相濾波器來構成用于構成圖3、圖6、圖7的電力線載波通信裝置100的子波逆變換器件103和子波變換器件115。圖12A是用于表示由通用FIR濾波器構成的頻帶合成濾波器組電路的方框圖，圖12B是用于示出由通用FIR濾波器構成的頻帶劃分濾波器組電路的方框圖。圖13A是用于指示由多相濾波器構成的頻帶合成濾波器組電路的方框圖，圖13B是用于示出由多相濾波器構成的頻帶劃分濾波器組電路的方框圖。
首先，現在參照圖12A和12B來說明通過使用通用FIR濾波器來布置的濾波器組電路的布置。在圖12A和12B中，附圖標記201指示用于將信號的采樣率乘以“N”倍的上采樣器，附圖標記202示出了FIR濾波器，附圖標記203表示通過組合多個彼此正交的FIR濾波器202而形成的FIR濾波器組，附圖標記204指示雙輸入加法器。使用上述的電路布置，可以布置作為子波逆變換器件103的頻帶合成濾波器組電路200。
而且，附圖標記211表示FIR濾波器，附圖標記212示出了通過組合多個彼此正交的FIR濾波器211而形成的FIR濾波器組，附圖標記113表示下采樣器，用于將采樣率降低1/N。使用上述的電路布置，可以布置作為子波變換器件115的頻帶劃分濾波器組電路210。
也應當注意，以下述的方式來布置構成子波逆變換器件103的FIR濾波器組203和頻帶劃分濾波器組電路210的FIR濾波器組212的相應FIR濾波器202和211使得除了信號延遲之外，子波變換器件115的輸入信號與這個子波變換器件115的輸出信號一致。例如，作為能夠滿足這個條件的濾波系數，可以設想下面的表1和表2[表1]表1子波逆變換器件(頻帶合成濾波器組電路)的濾波系數的示例 表2子波變換器件(頻帶劃分濾波器組電路)的濾波系數的示例 在表1和表2中指示的濾波系數對應于將一個范圍劃分為4的濾波器組電路的一個示例。在這個示例中，碼元“h”示出了一個通用FIR濾波器。這個FIR濾波器包括7個延遲元件、8個乘法器和7個加法器。這7個延遲元件彼此級聯，并且延遲輸入數據。所述8個乘法器將這個延遲元件的輸出數據和上述的輸入數據乘以系數。所述7個加法器依序從其輸入端彼此相加乘法器的輸出數據以獲得累加值。碼元“tap”示出了上述的乘法器，符號“α”指示上述8個乘法器的系數。同樣，在符號“αMN”中包括的符號“M”示出濾波器編號，符號“N”表示抽頭編號。
接著，參照圖13A和13B來說明通過多相濾波器布置的濾波器組電路。在圖13A和13B中，附圖標記301示出了多相濾波器，附圖標記302指示用于將信號的采樣率乘以N的上采樣器，附圖標記303表示雙輸入加法器，附圖標記304指示用于將輸入數據延遲一個采樣時間的延遲元件(寄存器)。使用上述的電路元件，可以布置作為子波逆變換器件103的頻帶合成濾波器組電路300。
而且，附圖標記311示出了用于將輸入數據延遲1個采樣時間的延遲元件，附圖標記312表示用于將采樣率減少1/N的下采樣器，附圖標記313指示多相濾波器。使用上述的電路元件，可以布置作為子波變換器件115的頻帶劃分濾波器組電路310。
圖14是用于標識號圖13A和13B的多相濾波器301和313的方框圖。在圖14中，附圖標記321指示濾波器，附圖標記322示出雙輸入加法器。構成多相濾波器301和多相濾波器313的相應濾波器被以下述方式布置使得除了信號延遲之外，頻帶合成濾波器組電路300的輸入信號與頻帶劃分濾波器組電路310的輸出信號一致。為了使得由表1和表2獲得的計算結果彼此相同，可以如在表3到表10中所示布置相應的多相濾波器。
表3頻帶合成濾波器組電路的多相Filter_1的濾波系數 [表4]表4頻帶合成濾波器組電路的多相Filter_2的濾波系數 表5頻帶合成濾波器組電路的多相Filter_3的濾波系數 [表6]表6頻帶合成濾波器組電路的多相Filter_4的濾波系數 [表7]表7頻帶劃分濾波器組電路的多相Filter_1的濾波系數 [表8]表8頻帶劃分濾波器組電路的多相Filter_2的濾波系數 表9頻帶劃分濾波器組電路的多相Filter_3的濾波系數 [表10]表10頻帶劃分濾波器組電路的多相Filter_4的濾波系數 在圖12A和12B的濾波器組電路和圖13A和13B的濾波器組電路之間的差別點是技術點用于改變采樣率的電路位置彼此不同。在頻帶合成濾波器組電路200和300中，在信號被輸入到圖12A和12B的FIR濾波器之前，所述信號被上采樣，而在通過圖13A和13B中的多相濾波器的濾波計算后，所述信號被上采樣。另一方面，在頻帶劃分濾波器組電路210和310中，在通過圖12A和12B中的FIR濾波器的濾波計算后，所述信號被下采樣，而在通過多相濾波器的濾波計算之前，所述信號被下采樣。換句話說，可以以比圖12A和12B中的濾波計算更慢的速度來執行圖13A和13B中的濾波計算。
在這個實施例模式6中，通過使用上采樣器302、雙輸入加法器303和延遲元件304來構成用于頻帶合成濾波器組電路的濾波器輸出的定時控制單元。或者，可以通過復用器來布置這個定時控制單元。
結果，使用這種電路布置，當執行調制和解調時可以以低速率來執行在重疊的正交變換期間的計算。換句話說，因為可以降低工作時鐘頻率，因此可以降低電路的功耗。而且，當從可以降低每個單位時間的計算量的角度考慮這個事實時，可以使用計算器來置換，以便降低電路尺寸。
(實施例模式7)
圖15A是用于表示作為圖3、圖6、圖7中所示的電力線載波通信裝置100的子波逆變換器件103的頻帶合成濾波器組電路400的方框圖。圖15B是用于指示作為圖3、圖6、圖7中所示的電力線載波通信裝置100的子波變換單元115的頻帶劃分濾波器組電路410的方框圖。作為濾波器組電路，指示了具有網格結構的ELT濾波器組電路。換句話說，在這個實施例模式7中，說明了下述情況通過這樣的具有網格結構的濾波器組電路來布置子波逆變換器件103和子波變換器件115。
在圖15A和15B中，附圖標記401示出了類型IV的離散余弦變換(DCT)器件，附圖標記402指示用于將輸入數據延遲1個采樣時間的延遲元件，附圖標記403表示基文斯(GIVENS)旋轉計算器，附圖標記404表示另一個用于將輸入數據延遲2個采樣時間的延遲元件，附圖標記405表示用于將信號的采樣率乘以N的上采樣器。而且，附圖標記406示出了雙輸入加法器，附圖標記407表示用于將輸入數據延遲一個采樣時間的延遲元件。使用上述的電路元件來布置頻帶合成濾波器組電路400。另一方面，附圖標記411示出了用于將輸入數據延遲1個采樣時間的延遲元件，附圖標記412示出用于將采樣率降低1/N的下采樣器，附圖標記413指示用于將輸入數據延遲2個采樣時間的延遲元件，附圖標記414表示基文斯(GIVENS)旋轉計算器，附圖標記404表示另一個用于將輸入數據延遲1個采樣時間的延遲元件，附圖標記416指示類型IV的離散余弦變換器件。使用上述的電路元件來布置頻帶劃分濾波器組電路410。也應當注意，通過將多組這樣的圖16所示的平面旋轉計算電路彼此組合來構成兩個基文斯(GIVENS)旋轉計算器403和414。圖16是用于表示平面旋轉計算電路的功能方框圖。
類似于在實施例模式6中所述的通過使用多相濾波器來布置濾波器組電路的上述情況，使用這種電路布置，當執行調制和解調時可以降低在重疊正交變換期間的計算速率。而且，因為高速DCT等與這種電路布置組合，因此也可以降低計算量，以便可以降低電路的功耗和電路尺寸。
(實施例模式8)在本發明的實施例模式8中，現在說明下面的方法。即，在圖3、圖6、圖7的電力線載波通信裝置100的子波逆變換器件103和圖3、圖6、圖7的電力線載波通信裝置100的子波變換器件115中，在準備與重疊的系數對應的濾波系數的多個模式的同時，現在說明用于改變這些濾波系數的方法。
首先，對于發送單元101的子波逆變換器件103和接收單元111的子波變換器件115，對應于重疊的系數來準備具有不同濾波器長度的濾波系數多個模式。然后，通過發送單元101和接收單元111各自的控制單元122來指定濾波器的模式編號，以便按照所述模式編號來改變在濾波器組電路中的濾波系數。此時，必須通過使用控制信號等來使得在發送端的濾波器的模式編號與在接收端的濾波器的模式編號一致。而且，作為用于改變濾波系數的參考，可以考慮從發送單元101發送的電力線通信信號、傳輸路徑的變化和接收電平。例如，在使用S/N比率(即信號功率對噪聲功率的比率)的情況下，當在接收操作期間S/N比率大時，因為在使用頻帶之外出現的噪聲低，因此從相應副載波來看，通過使用具有短濾波器長度的濾波器來執行解調操作，而當S/N比率小時，使用具有長濾波器長度的濾波系數，以便不容易被從其他頻帶出現的噪聲影響。
因為執行了這種控制操作，可以降低在傳輸路徑的噪聲條件較好的情況下的計算量，因此，在接收操作期間的功耗可以被降低。而且，即使在噪聲條件較差的情況下，也可以執行穩定的接收操作。
(實施例模式9)在本發明的實施例模式9中，說明下面的方法。即，在通過使用網格結構來布置圖3、圖6、圖7的子波逆變換器件103和子波變換器件115的情況下，在對應于重疊的系數來準備平面旋轉角參數的多個模式的同時，現在說明用于改變這些平面旋轉角參數的方法。
首先，通過在實施例模式7中說明的網格結構來構成發送單元101的子波逆變換器件103和接收單元111的子波變換器件115。然后，對于發送單元101的子波逆變換器件103和接收單元111的子波變換器件115，對應于重疊的系數來準備平面旋轉角參數的多個模式。然后，通過發送單元101和接收單元111各自的控制單元122來指定平面旋轉角參數的模式號，以便按照模式號來改變濾波器組電路內的平面旋轉角參數。此時，必須通過使用控制信號等來使得在發送端的平面旋轉角參數的模式號與在加速度的平面旋轉角參數的模式號一致。而且，作為用于改變平面旋轉角參數的參考，可以考慮從發送單元101發送的電力線通信信號、傳輸路徑的變化和接收電平。例如，在使用S/N比率的情況下，當在接收操作期間S/N比率大時，因為在使用頻帶之外出現的噪聲低，因此從相應副載波來看，通過使用具有小重疊系數的平面旋轉角參數來執行解調操作，而當S/N比率小時，使用具有大重疊系數的平面旋轉角參數，以便不容易被從其他頻帶出現的噪聲影響。
因為執行了這種控制操作，可以降低在傳輸路徑的噪聲環境較好的情況下的計算量，因此，在接收操作期間的功耗可以被降低。而且，即使在噪聲條件較差的情況下，也可以執行穩定的接收操作。而且，與其中準備濾波系數的多個模式的實施例模式8相比較，可以降低存儲容量。
(實施例模式10)圖17是用于說明按照本發明的實施例模式10的電力線載波通信裝置的控制方法、即通過圖3、圖6或圖7的控制單元122的控制操作的說明圖。在這個實施例模式10中，說明這樣的情況僅僅輸出特定的載波。為了簡化說明，副載波的總數被選擇為四。
在圖17中，附圖標記102示出了信號映射器件，附圖標記103指示子波逆變換器件，附圖標記122表示控制單元。
首先，在信號點映射器件102中，假定輸出這樣的數據，其中已經以“+1”、“+3”、“-3”、“-1”、“+1”、“+3”、“-3”、“-1”的順序來映射信號點。此時，因為控制單元122指定了不用于信號點映射器件102的副載波編號，因此數據不被輸入到所指定的編號的副載波部分。換句話說，插入零。例如，在不輸出第一副載波和第四副載波的情況下，向輸出第一副載波和第四副載波的濾波器的輸入部分中插入零，并且向第二副載波和第三副載波的輸入部分中輸入映射的信號點數據。然后，子波逆變換器件103根據相應的輸入數據來執行子波逆變換操作。
因為以這種方式來執行控制操作，因此可以容易地選擇要輸出的副載波，并且可以僅僅在特定的頻率輸出信號。換句話說，即使在由于各個國家的法律限制而導致每個國家的可使用頻帶彼此不同的情況下，也可以容易地將電力線載波通信裝置的這種控制方法進行適配。
而且，現在參照圖18、圖19和圖20來清楚地說明按照這個實施例模式10的電力線載波通信的有效性特性。即，圖18是用于表示對電力線載波通信允許的頻譜的示例的圖。圖19是用于指示在使用OFDM傳輸系統的情況下的傳輸頻譜的圖。圖20是用于指示電力線載波通信裝置的傳輸頻譜的圖。
例如，假定如圖18所示，給出通過某個國家的法律限制控制的頻率分配。如圖19坐視，定義了通過使用OFDM傳輸系統的傳統電力線載波通信裝置產生的傳輸信號。結果，另外需要一個頻帶阻塞濾波器，以便滿足在圖18中所指示的法律限制(頻率分配)。換句話說，必須按每個國家彼此不同地準備頻帶阻塞濾波器的濾波系數。另一方面，按照這個實施例模式10的電力線載波通信裝置，可以僅僅根據上述的控制操作來獲得如圖20所示的傳輸信號頻譜。結果，不再需要這樣的頻帶阻塞濾波器。因此，按照這個實施例模式10的電力線載波通信裝置可以靈活地被適配到在各個國家有效的彼此不同的各種法律限制。
(實施例模式11)圖21是用于說明按照本發明的實施例模式11的電力線載波通信裝置的控制方法、即通過圖3、圖6、圖7的控制單元122的控制操作的說明圖。在這個實施例模式11中，說明用于檢測在電力線上的噪聲電平的方法。
在圖21中，附圖標記116示出了碼元判斷器件，附圖標記115指示子波變換器件，附圖標記122表示控制單元。
接著，現在說明在電力線上的噪聲電平檢測操作。
首先，子波變換器件115解調輸入的數據以獲得每個副載波的信號點數據，以便檢測在電力線110上出現的噪聲的頻率分布。接著，碼元判斷器件116根據每個副載波的信號點數據來測量是否接近那個信號點存在的噪聲分量大。此時，在噪聲不完全地出現的情況下，在每個副載波中的所有的信號點數據變為0。結果，碼元判斷器件116通過查看這個數據值移動的程度來預測噪聲量。然后，碼元判斷器件116判斷其噪聲電平大于預定值的副載波，并且向控制單元122通知其副載波編號，以便控制單元122不能使用這個被通知的副載波。
應當注意，在這個實施例模式11中，已經說明了在信號不疊加在電力線110上的條件下執行的噪聲電平檢測方法。或者，即使當在發送端和加速度之間使用了已知的信號，也可以根據類似的噪聲電平檢測方法來檢測噪聲電平。換句話說，可以即使在通信條件下也執行噪聲檢測。
因為執行這樣的控制操作，因此可以掌握在電力線110上的噪聲條件，并且可以選擇可用的副載波。在控制單元122中，以可以預先避免其中提供大的噪聲分量的頻率位置的方式來選擇副載波，以便可以實現具有較高可靠性的通信。
(實施例模式12)作為在按照本發明的實施例模式12的電力線載波通信裝置中執行的控制方法，現在參照圖3和圖4來說明用于將傳送速度改變為指定速度的控制方法。
首先，控制單元122計算用于實現外部指定的傳送速度所需要的信號點的總數和副載波的總數，然后根據這些計算結果和按照實施例模式11的可用副載波的判斷結果來選擇副載波。接著，控制單元122指定要使用的副載波標號和對于信號點映射器件102的信號點總數。信號點映射器件102與對于副載波的數據布置處理操作相對應地映射按照這個設置值的信號點。
例如，假定外部指定必要的傳送速度，并且通過副載波的數量是2和信號點的數量是4來限定被計算來以便適配到由控制單元122指定的傳送速度的結果。而且，假定在按照實施例模式11執行的判斷中，除了第二副載波之外，可用的副載波等于3。此時，控制單元122可以選擇例如第一副載波和第三副載波。而且，可以在另一個通信中使用未使用的另一個副載波(即在這個示例中的第四副載波)。
因為執行了這樣的控制操作，因此可以容易地將傳送速度改變為指定的速度。而且，因為可以在另一個通信中使用除了用于實現指定的傳送速度的副載波之外的這樣的副載波，因此可以改善頻帶的使用效率。
(實施例模式13)圖22是用于說明按照本發明的一個實施例模式13的在電力線載波通信裝置中使用的控制單元122的操作的流程圖。在這個實施例模式13中，現在說明下面的控制方法。即，在通常的接收操作期間在接收數據中發生誤差的情況下，在要發送的頻率的位置被移位以便避免噪聲的不利作用的同時，使得在電力線載波通信裝置1(例如自有的裝置)和另一個電力線載波通信裝置2(例如通信對方的裝置)之間的通信序列彼此一致。應當注意，電力線載波通信裝置1和電力線載波通信裝置2擁有圖3的布置。
在圖22中，在初始條件下(步驟S11和S21)，使用載波模式1來執行在電力線載波通信裝置1和電力線載波通信裝置2之間的通信。然后，在誤差的總數大于或等于在電力線載波通信裝置1中的特定門限值(步驟S12)的情況下，檢測其誤差數量超過這個特定門限值的副載波(步驟S13)，并且暫時設置要改變的副載波的編號或位置(步驟S14)。應當注意，此時改變的載波的模式被設置為載波模式2。其后，所設置的載波模式2的內容通過當前在通信中使用的載波模式1被發送到電力線載波通信裝置2(步驟S15)。其后，電力線載波通信裝置1將本身的載波模式改變為載波模式2。也應當注意，這樣的載波模式由單個副載波或多組副載波構成。
在已經通過載波模式1接收到載波模式2的電力線載波通信裝置2中，進行判斷是否改變了載波模式(步驟S22)。如果未改變載波模式，則處理操作返回通常的處理操作(步驟S21)。相反，當改變載波模式時，由接收單元111通過重疊的正交變換處理的頻率位置被改變為載波模式2(步驟S23)。而且，通過載波模式2來調制已經改變載波模式的事實，所述事實被作為改變完成通知返回電力線載波通信裝置1(步驟S24)。
在電力線載波通信裝置1中，進行判斷是否正確地發送了這個改變完成通知的內容(步驟S16)。然后，在正確地接收了改變完成通知的情況下，處理操作前進到通常的處理操作(步驟S11)。相反，在未正確地接收到改變完成通知的情況下，S/N比率的門限值被改變(步驟S17)，然后，處理操作再次前進到載波模式的選擇處理操作(步驟S13)。然后，電力線載波通信1再次執行改變載波模式的序列操作，并且重復執行這個序列操作直到降低誤差的數量。
在這種情況下，可以不僅當執行通常的通信時而當在初始安裝操作期間執行設置操作時也利用上述的序列操作。
也應當注意，在這個實施例模式13中，因為要使用的副載波被改變，因此減少了接收誤差的總數。或者，因為改變了信號點映射器件102的信號點布置，因此可以減少誤差的總數。例如，如圖23A和23B所示，4個值的信號點布置可以被改變為兩種布置方法，可以通過與這個實施例模式13的序列操作類似的手段來實現在通信期間的匹配特性。在這種情況下，圖23A和圖23B是用于說明電力線載波通信裝置的信號點映射器件102的信號點數量的改變的說明圖。
如上所述，按照這個實施例模式13，因為以最高的優先級來在通信中使用其誤差率小的副載波，與其誤差率大的副載波相比較，可以減少接收誤差的總數。
(實施例模式14)圖24是用于說明按照本發明的實施例模式14的電力線載波通信裝置的操作的流程圖。在這個實施例模式14中，執行下述操作根據另一個電力線載波通信裝置2(例如通信對方的裝置)來改變電力線載波通信裝置1(發送輸出電平)。應當明白，電力線載波通信裝置1和電力線載波通信裝置2擁有圖3的布置。
在圖24中，在初始條件下(步驟S31)，電力線載波通信1發送在特定的輸出電平的信號。在電力線載波通信裝置2中，接收電力線載波通信裝置1的信號(步驟S41)，并且每個副載波測量S/N比率。接著，電力線載波通信裝置2根據平均的S/N值來向電力線載波通信裝置1發送輸出電平改變請求(步驟S43)。
已經接收到這個S/N比率和輸出電平改變請求的電力線載波通信裝置1判斷是否所述改變請求存在(步驟32)，反向計算這個S/N值以便確定輸出電平(步驟S34)，再次將所述信號在這個所確定的輸出電平發送到電力線載波通信裝置2。
因為執行了這個操作，因此在電力線110的噪聲電平低和未發生通信誤差的情況下，可以通過降低輸出電平來降低在發送中需要的電功率。
如上按照實施例模式14所述，因為可以在電力線上的噪聲電平低并且不產生通信誤差的情況下降低輸出電平，因此可以降低在發送中需要的電功率。
(實施例模式15)圖28是用于表示按照本發明的實施例模式15的電力線通信裝置的方框圖。
在圖28中，附圖標記10示出了電力線，附圖標記11表示用于連接到電力線10的插座，附圖標記12指示用于耦合到插座11中的插頭，附圖標記13表示經由插頭12和插座11耦接到電力線10以便執行通信操作的耦合器單元。而且，附圖標記14指示AGC(自動增益控制)電路，用于在恒定電平放大WOFDM(基于子波的正交頻分復用)調制信號。這個WOFDM表示通過使用子波功能的正交頻分復用系統。附圖標記15示出了WOFDM調制電路，用于調制已經被AGC電路14放大的WOFDM調制信號，附圖標記16示出了ALC(自動電平控制)電路，它將從WOFDM調制電路17(后述)得到的WOFDM調制信號放大到必要的電平。附圖標記17表示WOFDM調制電路，用于WOFDM調制數據以輸出WOFDM調制信號，并且附圖標記18示出了控制單元，用于控制包括ALC電路16的整體電路，并且也包括接收信號電平檢測電路19，用于檢測接收信號電平。
現在說明使用上述布置的電力線通信裝置的操作。
各種家用電器連接到電力線10。結果，電力線10的噪聲特性和阻抗特性是不穩定的。在這樣的環境下，從插頭12經由耦合器單元13向AGC電路14提供電力線通信信號(WOFDM調制信號)，以便被放大到足夠的電平，在這個電平，這個OFDM調制信號可以被解調。然后，被放大的WOFDM調制信號被WOFDM解調單元15子波變換以被解調。接收信號電平檢測電路19從解調的結果檢測接收信號電平，并且從控制單元18向ALC電路16提供必要的發送功率控制信號“a”。
在這種情況下，參照圖29來表示通過WOFDM系統的發送功率控制的有效性特征。圖29是用于圖形化地指示其中布置了多個副載波的WOFDM系統的頻譜的圖。
在圖29中，橫坐標示出了頻率，縱坐標指示幅度。當電力線10的發送條件是不穩定的時候，在高頻范圍中的衰減量通常變大。結果，因為在高頻范圍中提高了發送功率，因為可以獲得有效的功率控制操作。顯然，可以在電力線的條件下控制任何的副載波，不僅僅在是高頻范圍內。
如上所述，按照這個實施例模式14，因為電力線通信裝置包括AGC電路14，用于將輸入的WOFDM調制信號放到的恒定的電平；WOFDM解調電路15，用于解調所放大的WOFDM信號；WOFDM調制電路17，用于WOFDM調制數據以輸出WOFDM調制信號；ALC電路16，用于將從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號放大到必要的電平；控制單元18，用于控制整個電路，其中包括ALC電路16和具有接收信號電平檢測電路19，所述接收信號電平檢測電路19用于檢測接收信號電平，可以響應于接收信號電平來控制在ALC電路16中的WOFDM調制信號的輸出電平。結果，即使當改變發送特性時，這個電力線通信裝置即使在整個被改變的發送特性下也可以充分地被操作，并且可以穩定地高速發送數據。
同樣，如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16在由接收信號電平檢測電路19檢測的接收信號電平是不足的接收信號電平的情況下提高從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平，并且如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16在由接收信號電平檢測電路19檢測的接收信號電平極高的情況下降低從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平，則可以響應于接收信號電平來控制WOFDM調制信號的發送輸出電平。結果，這個電力線通信裝置可以即使在這個改變的發送特性之前也被充分地操作，并且可以穩定地高速發送數據。
而且，如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平在開始被設置到最小的發送輸出電平，并且如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16當從通信對方的裝置未發送任何響應時，以步進的方式依序提高從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平，則可以通過相對于在發送特性中的變化的必要的最小發送功率來執行數據通信。結果，可以降低功耗和寄生輻射。
而且，如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平在開始被設置到最大的發送輸出電平，并且如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16響應于所檢測的接收信號電平而降低發送輸出電平，則可以從開始階段建立穩定的通信。結果，可以穩定地建立快速的通信。
而且，如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平在開始被設置到中間的發送輸出電平，并且如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16響應于所檢測的接收信號電平而提高/降低發送輸出電平，則可以響應于在這樣的中間電平的發送特性的變化而正確地操作電力線通信裝置，其中在所述中間電平，建立通信的可能性大。
另外，如果控制單元18以下述的方式來控制ALC電路16根據諸如分組誤差率的發送質量來判斷接收信號的條件，因此從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平響應于判斷結果而變為適當的電平，則通過考慮不僅由傳輸路徑引起的不利作用而且由從其他電器產生的噪聲引起的不利作用來改變發送電平，以便可以提高數據通信的精度。
而且，如果控制單元18每個分組執行在ALC電路16中的發送輸出電平的控制操作，則可以響應于電力線的條件改變來迅速地操作所述電力線通信裝置。
而且，如果控制單元18在任意的定時執行在ALC電路16中的發送輸出電平的控制操作，則可以改善在具有脈沖特性的噪聲環境下的通信速率。
而且，如果控制單元18僅僅對于必要的副載波執行在ALC電路16中的發送輸出電平的控制操作，則可以抑制發送操作的平均電功率。
(實施例模式16)圖30是用于表示按照本發明的實施例模式16的電力線通信系統的方框圖。
在圖30中，因為電力線10、插座11、插頭12、耦合器單元13、AGC電路14、WOFDM解調電路15、ALC電路16、WOFDM調制電路17、控制單元18和接收信號電平檢測電路19類似于圖28中的那些，因此圖28中所示的相同的附圖標記被用作用于表示這些電路的那些附圖標記，并且因此其說明被省略。在這個附圖中，參考標號1指示一個母單元，而參考標號2表示一個經由電力線10和該母單元通信的子單元。
現在說明使用這樣的布置的電力線通信系統的操作。
如圖30所示，在這個實施例模式16中，為了簡化電路，在接收信號電品關鍵詞電路19不被安裝在對方電器(在這種情況下是相對于母單元1的子單元2)中的AGC電路14和控制單元18中的情況下，從母單元1發送發送功率控制信號“a”。然后電力線控制系統的子單元2通過接收基于從控制單元18輸出的另一個發送功率控制信號“b”的這個發送功率控制信號“a”來執行對于本身的子單元2的發送功率控制操作。結果，可以通過使用相對于發送特性的變化的簡單電路來正確地操作電力線通信系統。
如上所述，當AGC電路14和接收信號電平檢測電路19不被安裝到子單元2上的時候，發送從母單元1指示的必要發送功率。在從子單元2發出電話呼叫的情況下，可以在理想的條件下僅僅建立一次通信鏈路。在從母單元1發出電話呼叫的情況下，需要多次這樣的電話呼叫，以便正確地設置在子單元2中的發送功率電平。如上所述，雖然需要從母單元1多次發出電話呼叫，但是也可以使得電路更簡化。
如上所述，按照這個實施例模式16，在具有母單元1和用于經由母單元1來經由電力線10通信的子單元2的電力線通信系統中，這個母單元1包括AGC電路14，用于將輸入的WOFM調制信號放大到恒定的電平；WOFDM解調電路15，用于解調所放大的WOFDM信號；WOFDM調制電路17，用于WOFDM調制數據以輸出WOFDM調制信號；ALC電路16，用于將從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號放大為必要的電平；控制單元18，用于控制整個電路，所述整個電路包括ALC電路16和用于檢測接收信號電平的接收信號電平檢測電路19。子單元2類似地包括WOFDM解調電路15，用于解調輸入的WOFDM調制信號；WOFDM調制電路17，用于WOFDM調制數據以輸出WOFDM調制信號；ALC電路16，用于將從OFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號放大為必要的電平；控制單元18，用于控制包括ALC電路16的整個電路。因為母單元1可以響應于接收信號電平而向子單元2發送發送功率控制信號“a”，因此即使當子單元2由簡化的電路布置構成時，也可以實現能夠接受發送特性的變化的這樣的電力線通信系統。
而且，即使在母單元1的控制單元18以使得從WOFDM調制電路17得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平變為最大的方式來控制ALC電路16的情況下，當從子單元2不發出響應的時候，如果母單元1的控制單元18指示ALC電路16以便停止發送，則可以保護在異常條件下的子單元2。
本發明基于日本專利申請第2002-015058號和第2002-061454號，它們在此通過引用被并入。雖然僅僅在此具體描述了本發明的特定實施例，但是顯然在不脫離本發明的精神和范圍的情況下可以對其進行多種修改。
權利要求
1.一種電力線載波通信裝置，包括發送單元；接收單元；電力線耦合單元，用于相對于電力線疊加從所述發送單元得到的信號來作為電力線通信信號，并且也用于從電力線僅僅提取電力線通信信號；控制單元，用于控制所述發送單元和所述接收單元各自的結構元件，由此通過使用多個副載波來執行通信操作；其中所述發送單元包括信號點映射器件，用于從輸入的傳輸數據產生多個比特流以便將所述比特流映射到相應的副載波的信號點；子波逆變換器件，用于根據由所述信號點映射器件映射的各個副載波的信號點數據而通過彼此正交的子波波形來調制相應的副載波，以便產生時間波形系列數據；D/A轉換器，用于將由所述子波逆變換器件產生的時間波形系列數據轉換為模擬時間波形系列信號；其中所述接收單元包括A/D轉換器，用于數字地轉換通過電力線耦合電路從電力線提取的電力線通信信號以獲得采樣系列波形數據；子波變換器件，用于將通過A/D轉換器獲得的采樣系列波形數據子波變換為相應的副載波的信號點數據；碼元判斷器件，用于通過逆映射從所述子波變換器件輸出的多個信號點數據來判斷由所述信號點映射器件映射的比特流，并且用于彼此合成所判斷的比特流來作為接收數據系列。
2.一種電力線載波通信裝置，包括發送單元；接收單元；電力線耦合單元，用于相對于電力線疊加從發送單元得到的信號來作為電力線通信信號，并且也用于從電力線僅僅提取電力線通信信號；控制單元，用于控制所述發送單元和所述接收單元各自的結構元件，由此通過使用多個副載波來執行通信操作；其中所述發送單元包括信號點映射器件，用于從輸入的傳輸數據產生多個比特流以便將所述比特流映射到相應的副載波的信號點；子波逆變換器件，用于根據由信號點映射器件映射的各個副載波的信號點數據而通過彼此正交的子波波形來調制相應的副載波，以便產生時間波形系列數據；發送頻率轉換器，用于將從所述子波逆變換器件輸出的時間波形系列數據頻移到任意的載波頻帶中；D/A轉換器，用于將從所述發送頻率轉換器輸出的所述時間波形系列數據轉換為模擬時間波形系列信號；其中所述接收單元包括A/D轉換器，用于數字地轉換通過電力線耦合電路從電力線提取的電力線通信信號以獲得采樣系列波形數據；接收頻率轉換器，用于將由所述A/D轉換器獲得的采樣系列波形數據頻移到基帶范圍，以便獲得基帶信號系列；子波變換器件，用于將從所述接收頻率轉換器輸出的所述基帶信號系列子波變換為相應的副載波的信號點數據；碼元判斷器件，用于通過逆映射從所述子波變換器件輸出的多個信號點數據來判斷由所述信號點映射器件映射的所述比特流，并且用于彼此合成所判斷的比特流來作為接收數據系列。
3.一種電力線載波通信裝置，包括發送單元；接收單元；電力線耦合單元，用于相對于電力線疊加從傳輸單元得到的信號來作為電力線通信信號，并且也用于從電力線僅僅提取電力線通信信號；控制單元，用于控制所述發送單元和所述接收單元各自的結構元件，由此通過使用多個副載波來執行通信操作；其中所述發送單元包括信號點映射器件，用于從輸入的傳輸數據產生多個比特流以便將所述比特流映射到相應的副載波的復合信號點；子波逆變換器件，用于根據由所述信號點映射器件映射的各個副載波的復合信號點數據而通過彼此正交的子波波形來調制相應的副載波，以便產生復合時間波形系列數據；正交調制器件，用于正交調制從所述子波逆變換器件輸出的所述復合時間波形系列數據，以便將所述復合時間波形系列數據頻移到任意的載波頻帶；D/A轉換器，用于將從子波逆變換器件輸出的復合時間波形系列數據轉換為模擬復合時間波形系列信號；其中所述接收單元包括A/D轉換器，用于數字地轉換通過電力線耦合電路從電力線提取的電力線通信信號以獲得采樣系列波形數據；正交解調器件，用于將從所述A/D轉換器輸出的所述采樣系列波形數據頻移到基帶范圍，以便獲得基帶信號系列；子波變換器件，用于將從所述正交解調器件輸出的基帶信號系列子波變換為相應的副載波的信號點數據；碼元判斷器件，用于通過逆映射從所述子波變換器件輸出的多個所述信號點數據來判斷由所述信號點映射器件映射的所述比特流，并且用于彼此合成所判斷的比特流來作為接收數據系列。
4.按照權利要求1-3中的任何一個的電力線載波通信裝置，其中所述子波逆變換器件和所述子波變換器件擁有全重建的重疊正交變換功能或準完全重建的重疊正交變換功能，或者擁有通用的重疊正交變換功能。
5.按照權利要求1-3中的任何一個的電力線載波通信裝置，其中，所述子波逆變換器件和所述子波變換器件擁有調制的重疊變換功能或擴展的調制重疊變換功能。
6.按照權利要求1-3中的任何一個的電力線載波通信裝置，其中通過多相濾波器組電路來布置所述子波逆變換器件和所述子波變換器件。
7.按照權利要求1-3的任何一個的電力線載波通信裝置，其中通過具有網格結構的濾波器組電路來布置所述子波逆變換器件和所述子波變換器件。
8.按照權利要求1-3的任何一個的電力線載波通信裝置，其中所述子波逆變換器件和所述子波變換器件擁有對應于重疊系數的、具有不同濾波器長度的多個濾波器系數模式，并且響應于從所述發送單元發送的電力線通信信號和諸如傳輸路徑和接收電平的變化的接收條件而從所述多個濾波器系數模式中選擇一個適當的濾波器系數模式。
9.按照權利要求7的電力線載波通信裝置，其中所述子波逆變換器件和所述子波變換器件擁有對應于重疊系數的多個平面旋轉角參數，并且響應于從所述發送單元發送的電力線通信信號和諸如傳輸路徑和接收電平的變化的接收條件而從所述多個平面旋轉角參數選擇一個適當的平面旋轉角參數。
10.按照權利要求1-3中的任何一個的電力線載波通信裝置，其中所述控制單元向所述信號點映射器件輸出選擇信號，以選擇用于映射/調制數據的副載波；所述信號點映射器件根據所述選擇信號來相對于所選擇的副載波來映射數據，并且對于未選擇的相對于所述副載波的數據映射零。
11.按照權利要求10的電力線載波通信裝置，其中所述控制單元通過使用由所述碼元判斷器件作出的判斷結果來以信號功率對噪聲功率的比率預測在電力線上的噪聲條件，以便檢測在平穩狀態下存在較大噪聲的頻帶，并且所述控制單元以下述方式來控制對于在平穩狀態下存在較大噪聲的頻帶中出現的副載波，所述選擇信號不被輸出到所述信號點映射器件。
12.按照權利要求10的電力線載波通信裝置，其中，對于所述信號點映射器件的信號點映射和所述選擇信號對于副載波的控制，在通信速度具有高優先級的情況下，所述控制單元增加由所述信號點映射器件映射的信號點的總數以獲得多值，而在數據發送的可靠性具有高優先級的情況下，所述控制單元降低由信號點映射器件映射的信號點的總數以獲得二進制值。
13.按照權利要求10的電力線載波通信裝置，其中，對于所述信號點映射器件的信號點映射和所述選擇信號對于副載波的控制，所述控制單元調查相應的副載波的誤差率，并且執行控制操作以使得在來自其誤差率小的、具有高優先級的分布在的數據通信中使用相應的副載波。
14.按照權利要求1-3的任何一個的電力線載波通信裝置，其中所述控制單元根據信號功率對由所述接收單元接收的接收信號的噪聲功率的比率來設置發送放大器的增益。
15.一種電力線通信裝置，包括AGC電路，用于將輸入的WOFDM調制信號放大為恒定的電平；WOFDM解調電路，用于解調所述放大的WOFDM調制信號；WOFDM調制電路，用于WOFDM調制數據和輸出WOFDM調制信號；ALC電路，用于將從所述WOFDM調制電路輸出的WOFDM調制信號放大到必要的電平；控制單元，包括接收信號電平檢測電路，用于控制包括所述ALC電路的整個電路，并且也用于檢測接收信號電平。
16.按照權利要求15的電力線通信裝置，其中在由所述接收信號電平接收電路檢測的接收信號電平不足的情況下，所述控制單元控制所述ALC電路以便提高從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平；并且所述控制單元控制所述ALC電路以便在所述檢測的接收信號電平變得過高的情況下，降低從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平。
17.按照權利要求15的電力線通信裝置，其中所述控制單元控制所述ALC電路，以便在第一次最小化從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平；并且所述控制單元控制所述ALC電路，以便在從通信對方的裝置未發出任何響應的情況下，以步進的方式來順序提高從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平。
18.按照權利要求15的電力線通信裝置，其中所述控制單元控制所述ALC電路，以便在第一次最大化從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平；并且所述控制單元控制所述ALC電路，以便響應于所述檢測的接收信號電平而降低從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平。
19.按照權利要求15的電力線通信裝置，其中所述控制單元控制所述ALC電路，以便在第一次將從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平設置為中間電平，其中所述輸出單元控制所述ALC電路，以便響應于所述檢測的接收信號電平而提高和降低從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平。
20.按照權利要求15的電力線通信裝置，其中所述控制單元根據諸如分組誤差率的發送質量來判斷接收信號的條件，并且按照判斷結果來控制所述ALC電路，以便從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平變為適當的電平。
21.按照權利要求15的電力線通信裝置，其中所述控制單元控制每個分組的在所述ALC電路中的發送輸出電平。
22.按照權利要求15的電力線通信裝置，所述控制單元控制在任意定時的在所述ALC電路中的發送輸出電平。
23.按照權利要求15的電力線通信裝置，所述控制單元僅僅對于必要的副載波控制在所述ALC電路中的發送輸出電平。
24.一種電力線通信系統，包括母單元；和子單元，用于經由電力線與所述母單元進行通信；其中所述母單元包括AGC電路，用于將輸入的WOFDM調制信號放大到恒定的電平；WOFDM解調電路，用于解調所述放大的WOFDM調制信號；WOFDM調制電路，用于WOFDM調制數據以輸出WOFDM調制信號；ALC電路，用于將從所述WOFDM調制電路輸出的WOFDM調制信號放大到必要的電平；控制單元，其包含接收信號電平檢測電路，用于控制包括所述ALC電路的整個電路，并且也用于檢測接收信號電平，并且其中所述子單元包括WOFDM解調電路，用于解調輸入的WOFDM調制信號；WOFDM調制電路，用于WOFDM調制數據以輸出WOFDM調制信號；ALC電路，用于將從所述WOFDM調制電路輸出的WOFDM調制信號放大到必要的電平；控制單元，用于控制包括所述ALC電路的整個電路。
25.按照權利要求24的電力線通信系統，其中即使當所述母單元的控制單元控制所述ALC電路以便最大化從所述WOFDM調制電路得到的WOFDM調制信號的發送輸出電平的時候，在沒有從所述子單元發出的響應的情況下，所述控制單元指示所述ALC電路停止發送操作。
全文摘要
本發明提供了一種電力線載波通信裝置，包括發送單元，它具有信號點映射器件，用于映射從發送數據產生的多個比特流，子波逆變換器件，用于通過彼此正交的子波波形來調制相應的副載波，以便產生時間波形系列數據，D/A轉換器，用于將所述時間波形系列數據轉換為模擬時間波形系列信號；接收單元，它具有A/D轉換器，用于從電力線通信信號獲得采樣系列波形數據，子波變換器件，用于將所述采樣系列波形數據子波變換為相應的副載波的信號點數據，碼元判斷器件，用于通過逆映射多個信號點數據來判斷由所述信號點映射器件映射的比特流，并且用于彼此合成所判斷的比特流來作為接收數據系列。
文檔編號H04B3/54GK1703844SQ0380451
公開日2005年11月30日 申請日期2003年1月22日 優先權日2002年1月24日
發明者児玉宣貴, 古賀久雄, 權藤孝雄 申請人:松下電器產業株式會社