專利名稱：：無線電通信系統中的符號定時偏移估計方法
技術領域：
：本發明涉及一種無線電通信系統的符號定時偏移估計方法，特別適合于D體系統，該方法具有更大的估計范圍和更小的錯誤估計概率。10
背景技術：
：DRM系統(世界數字無線電廣播系統)是一種新型的數字無線廣播系統，它是短波、中波以及長波調幅廣播頻段的唯一的通用型非專利數字無線電廣播系統。在同樣的覆蓋范圍條件下，DRM發射機功率比傳統模擬發射機功率低6-9dB，數字廣播比模擬廣播的同鄰頻保護率15低，抗多徑干擾能力強，便于移動接收；音質可以達到CD或調頻立體聲的質量；能夠提供附加數據和多媒體信息。與DAB相比，它的接收機價格更容易被廣大聽眾所接受。它的出現是30MHz以下頻段廣播復興的標志，而且目前已經成為國際標準。DRM系統采用了正交頻分復用(OFDM)技術。OFDM可以看作是一20種特殊的多載波技術。與單載波系統相比，多載波系統的同步更為復雜。與其它的多載波系統相比，DRM系統的短波信道傳輸環境則更為惡劣，表現在更大的時延擴展、更強的時延信號功率、更大的相對多普勒擴展和存在多普勒頻移等。因此，DRM系統的同步算法設計將更為復雜和具有挑戰性。25在DRM接收機中，同步可以被劃分為五個任務，即強健模式檢測、符號定時同步、載波頻率同步、采樣鐘同步和幀定時同步，如圖1所示。在DRM系統中，符號定時同步可以被劃分為三個主要的部分粗符號定時估計(捕獲階段)、粗符號定時偏移估計(捕獲階段)和精符號定時偏移估計(跟蹤階段)。本申請將專注于DRM系統的符號定時偏移估計30技術。符號定時偏移估計的主要目的是1)在同步捕獲階段，估計粗符號定時同步后剩余的大的符號定時偏移；2)在同步跟蹤階段，估計由于采樣鐘頻率偏移引起的小的符號定時位置滑動。本申請分析了當前的符號定時偏移估計方法以及其應用于DRM系5統時存在的問題，在此基礎上，提出了一種適用于DRM系統的有效的符號定時偏移估計方法。通常，DRM系統具有四種強健模式，即模式A、B、C和D。表l列出了這四種強健模式的典型用途。10表1強健模式的典型用途<table>tableseeoriginaldocumentpage5</column></row><table>對應于不同的強健模式，定義了不同的OFDM參數集，如表2所示。表2OFDM信號參數<table>tableseeoriginaldocumentpage5</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage6</column></row><table>在表2中，7;表示OFDM符號的持續時間，7;表示保護間隔的持續時間，7;表示0FDM符號有用部分的持續時間，r表示基本的時間周期，等于83(1/3)|_is。如果以r作為時間單位，則對應于四種模式A、B、C5和D，其保護間隔的長度依次等于32、64、64和88。同理，有用部分的長度依次等于288、256、176和112。基于上述參數，可以確定IFFT和FFT的長度。通常，IFFT和FFT的長度是有用部分長度的整數倍，而4倍是一個常用的參數。在這種條件下，IFF和FFT的長度依次等于288x4=1152、256x4=1024、176x4二704和112x4二448。表310列出了一個實際的DRM接收機采用的參數值。表3—組實際的OFDM參數值<table>tableseeoriginaldocumentpage6</column></row><table>基于信道頻率響應和逆傅立葉變換(IDFT)的傳統方法l被認為15是一種有效的OFDM符號定時偏移估計方法(參考文獻BaoguoYang,KhaledBenLetaief，RogerS.Cheng,etal.TimingrecoveryforOFDMtransmission.IEEEJournalonSelectedAreasinCommunications.Vol.18，No.11,2278-2290)。但是當把傳統方法1應用在DRM系統時，我們發現其存在兩個明顯的缺點20(1)估計范圍小。傳統方法l的最大偏移估計范圍等于一個OFDM符號中的增益導頻數目，而DRM系統中增益導頻數目非常有限。例如，表4列出了模式B下的各種頻譜帶寬的增益導頻圖案中每個0FDM符號所包括的增益導頻數目。注意模式B的完整增益導頻圖案中包含3個OFDM符號的增益導頻。表4增益導頻數目<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table>從表4我們可以看出，對于模式B的帶寬類型3，其包含的增益導頻數目分別為35、34和35。對于帶寬類型0，其包含的增益導頻數目則更少。考慮到模式B的保護間隔長度等于256，因此在粗符號定時同步后，剩余的符號定時偏移非常有可能大于這些導頻數目。這種情況下，10有兩種解決思路1)采用新的更加精確的粗符號定時估計方法；2)或者提高符號定時偏移估計方法的估計范圍。如所知道的，粗符號定時估計的主要目的是確保估計的定時位置不落入碼間干擾區域，精確的估計不是粗符號定時的目的。因此，一個切實可行的方法是設法提高符號定時偏移估計方法的估計范圍。15(2)存在太多的IDFT長度。傳統方法1的IDFT長度就等于增益導頻數目。從表4可以看出，僅僅模式B就需要12種IDFT長度。顯然，這會增加硬件實現的負擔，因為需要為每種IDFT長度設計運算單元。另夕卜，注意到這些IDFT長度通常都不是2的整數冪，因此快速傅立葉變換算法將不能被采用。20為了克服上述兩個缺點，傳統方法2(參考文獻Kurpiers，A.，FischerV.:Open-SourceImplementationofaDigitalRadioMondiale(DRM)Receiver,9thInternationalIEEConferenceonHFRadioSystemsandTechniques,Bath,UnitedKingdom,June2003，86-90)提出了一種改進的方法。其具有以下兩個優點251)每種模式都對應一個固定的IDFT長度。這意味著DRM接收機只需要設計四種IDFT運算單元。2)更大的估計范圍。但是，我們發現傳統方法2的最大估計范圍仍然不能夠滿足DMR接收機的需要。為了克服這個缺點，將提出一種本發明的符號定時偏移估計方法。在細討論本發明的方法之前，我們首先介紹傳統方法2。系統模型考慮一個DRM系統，具有見個有用子載波。這些子載波5的序號位于區域[K—K,]，這里IU表示最小序號，K,表示最大序號。K面大于L,n，且K,總是一個正數。對于頻譜類型0和1，K^是一個正數，而對于其它頻譜類型，K^是一個負數。例如，對于模式B和頻譜類型1，IU二1，K,二103和#二103;而對于模式B和頻譜類型3，Knin=-103，K眼=103和〃"=206。10假設FFT的長度為vV，且^于W,。不失一般性，我們假設^是一個偶數。雖然同一模式不同頻譜類型的有用子載波數目凡是不同的，但每種模式的IDFT長度是固定的，即等于見我們用J^，AeK,]表示調制的符號，這里s表示OFDM符號序號，A表示子載波序號。注意，根據DRM規范(參考文獻ETSI15Standard.ETSIES201980.V2.1.1.2004-06)，調制的符號包括導頻符號、控制符號和數據符號。導頻符號被進一步劃分為頻率導頻、時間導頻和增益導頻。在這些導頻中，增益導頻將被用于符號定時偏移估計。不同的OFDM符號包含不同的增益導頻數目。我們假設J/個增益導20頻等間隔的分布在iV"個子載波上。P表示第s個OFDM符號的增益導頻的位置集合，P二(A,化…，W。集合P可以看作是集合[K—KJ的一個子集。值A，A二O，1，…，,l等間隔地增加。對于不同的模式，這個間隔是不同的。四個模式的間隔分別等于20、6、4和3。在傳統方法2中，在粗符號定時同步完成后，需要估計剩余的符25號定時偏移。我們假設這個符號定時偏移由物理信道引入，且信道的第一條路徑延遲等于-&因此，符號定時偏移估計的任務可以被轉換為首條路徑時間延遲的估計問題。這是一個重要的前提。用《""[K，，U表示第s個接收的OFDM符號的子符號。增益導頻主要用于接收機估計信道響應。通常采用最小二乘(LS)30法估計這些增益導頻頻率點的信道頻率響應，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(1)然后，對這些信道頻率響應值進行i/點的IDFT運算得到信道脈沖響應(時域響應)的估計值<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>1(2)5如上所述，我們可以看出傳統方法1的IDFT的長度和增益導頻數目密切相關。因為在DRM系統中，不同模式的不同頻譜類型的不同符號具有不同的增益導頻數目，所以我們需要考慮很多種長度的IDFT運算單元。為了避免這種情況，傳統方法2為每種模式固定使用了一個IDFT10長度，代價是增加了IDFT的長度以及運算復雜度。在傳統方法2中，計算得到的信道頻率響應需要按照一定的規律進行排列以形成一個新的長度為y^j序列。這個新的序列可以表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(3)從式(3)可以看出，序列&,,"0，1,...，^-^由計算得到的信道頻15率響應和數據O組成。如果某個子載波調制的符號是增益導頻符號，則其對應位置插入的即是計算得到的信道頻率響應。否則，插入的數據為0。然后，我們對序列=O,l，...,W-1進行#點的IDFT運算以得到信道脈沖響應的估計值&，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(4)雖然傳統方法2采用了固定長度的IDFT運算，但其估計范圍仍然不能夠滿足實際的需要。例如，模式B的增益導頻間隔為6，這暗示序列^^,*=0,1,...,^-1}中，非零元素的間隔也等于6。根據IDFT原理，序列(^,=0，1,...,^-lj是一個包含6個重復波形的信號。這也暗示最大的25符號定時偏移估計范圍為1024/6170，這里1024是IDFT長度。如所知道的，模式B的保護間隔的長度等于256，這意味著在粗符號定時同步后，剩余的定時偏移可能會大于170。如果這種情況發生，則會引起符號定時偏移估計失敗。為了提高估計范圍，需要提出一種新的符號定時估計方法。
發明內容5本發明的目的是提出一種無線電通信系統中的符號定時偏移估計方法，具有更大的估計范圍和更小的錯誤估計概率。為了實現上述目的，根據本發明，提出了一種無線電通信系統中的符號定時偏移方法，所述方法包括步驟確定與接收到的各個符號相對應的己知導頻頻率點上的信道頻率響應值；對各個符號進行組合10以形成完整導頻圖案；以及針對形成完整導頻圖案的各個符號的組合，利用所述信道頻率響應值構造信道頻率響應序列，以獲取符號定時偏移值。優選地，所述構造信道頻率響應序列以獲取符號定時偏移值的步驟包括利用所構造的信道頻率響應序列計算出相應的信道脈沖響應15序列；利用所述信道脈沖響應序列和相應的估計準則來估計出符號定時偏移值。優選地，所述導頻為增益導頻。優選地，所述導頻頻率點上的信道頻率響應值是基于最小二乘法計算出的。20優選地，所述信道頻率響應序列的長度等于快速傅立葉變換的長度，且在非增益導頻對應位置插入數據O，在增益導頻對應位置插入計算得到的信道頻率響應值。優選地，所述信道脈沖響應序列是對信道頻率響應序列應用快速逆傅立葉變換得到的。25優選地，所述估計準則為在信道脈沖響應序列中，尋找到第一個大于門限的值所對應的位置，即是所求的符號定時偏移估計值。優選地，所述門限大小是通過仿真的方法確定的。優選地，所述無線電通信系統為世界數字無線電廣播系統。30通過參考以下結合附圖對所采用的優選實施例的詳細描述，本發明的上述目的、優點和特征將變得顯而易見，其中圖1是示出了D腹同步任務的方框圖2是示出了傳統方法2的信道頻率響應序列的結構的示意圖；5圖3是示出了根據本發明實施例的方法的信道頻率響應序列的結構的示意圖4是示出了傳統方法1的信道頻率響應序列的結構的示意圖；圖5示出了根據本發明的符號定時偏移估計方法的流程圖；圖6是示出了信道脈沖響應(傳統方法2，定時偏移0)的曲線圖；10圖7是示出了信道脈沖響應(傳統方法2，定時偏移50)的曲線圖8是示出了信道脈沖響應(傳統方法2，定時偏移IOO)的曲線圖9是示出了信道脈沖響應(本發明的方法，定時偏移O)的曲線15圖10是示出了信道脈沖響應(本發明的方法，定時偏移50)的曲線圖ll是示出了信道脈沖響應(本發明的方法，定時偏移256)的曲線圖12是示出了本發明的方法和傳統方法2的性能比較(模式A，信20道l，SNR8dB)的示意圖；以及圖13示出了本發明的方法和傳統方法2的性能比較(模式B，信道3，SNR25dB)的示意圖。具體實施例方式25下面將參考附圖來詳細說明本發明的優選實施例。本發明的符號定時偏移估計方法的基本思想是充分利用一個完整增益導頻圖案中所有的0FDM符號信息，而傳統方法2每次只利用了單個的OF躍符號信息。對于本發明的方法，其信道頻率響應序列可以表示為^<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>(5)這里，縛于完整增益導頻圖案周期。對于四種模式，。分別等于5、3、2和3。然后，我們對序列^^=0,1,...,^-lj進行^點的IDFT運算，得到信道脈沖響應的估計值<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>(6)如上所述，可以知道，不同的符號定時偏移估計方法使用了不同的信道頻率響應序列形式，分別如圖2、3和4所示。在這些圖中，使用的是模式B。一根據序列<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>如圖2所示)和=o,l,...,W-1}(如10圖3所示)的定義(分別由式(3)和(5)給出)，我們可以知道1)序列<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>中，非零元素的間隔即等于增益導頻的間隔丄；2)序列<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>中，非零元素的間隔等于增益導頻間隔Z除以增益導頻圖案周期"即V。。15根據IDFT原理，我們可以得到1)序列fe,^0,H小是一個包含L個重復波形的信號，由此可以得到其最大的估計范圍等于W/厶這里^是IDFT長度；2)序列<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>是一個包含V外重復波形的信號，由此可以得到其最大的估計范圍等于A^/L20因此，與圖2所示的傳統方法2比較，圖3所示的本發明的方法的估計范圍提高"咅。圖5示出了根據本發明的符號定時偏移估計方法的流程圖。如圖5所示，在步驟501，確定與接收到的各個符號相對應的已知導頻頻率點上的信道頻率響應值。在步驟503，對各個符號進行組合以25形成完整導頻圖案，如圖3所示，在模式B下，3個符號(符號0-2)的導頻構成了完整導頻圖案。在步驟505，針對形成完整導頻圖案的各個符號的組合(符號0-2)，利用所述信道頻率響應值構造信道頻率響應序列，以獲取符號定時偏移值。其中，在構造信道頻率響應序列時，如圖3所示，在非增益導頻對應位置插入數據O，在增益導頻對應位置插入計算得到的信道頻率響應值。也就是，使用式(5)計算信道頻率口向應序列{力",yt=0,1，...，;v-小在構造信道頻率響應序列之后，利用所構造的信道頻率響應序列5計算出相應的信道脈沖響應序列，也就是，使用式(6)計算信道脈沖響應序列fe,^0，l,…,7V-1}。然后，利用所述信道脈沖響應序列和相應的估計準則來估計出符號定時偏移值。具體地，在得到信道脈沖響應估計值后，我們可以使用這個時域信息去估計符號定時偏移。如所知道的，符號定時偏移估計任務可以10被轉換為估計首條路徑時間延遲。估計準則可以描述為^=min{"I>and&>&+1}(7)這里，門限"定義為A-max&脂xXlO,'闊，/^x10—(8)這里，《_和;^分別是(的最大和最小值。M1和M2的單位為分15貝。傳統方法2和本發明的方法的比較如圖6到11所示。該示例中，使用的是模式B，信道4和10KHz帶寬。注意信道4包含兩個路徑，路徑間隔等于96。從圖6和9可以看出，傳統方法2的信道脈沖響應包含6個重復的波形。而本發明的方法則包含2個重復的波形。這與上面的討論結20果是吻合的。從圖6可以看出，信道脈沖響應的第一個估計值顯著大于周圍的數據。根據估計準則，則符號定時偏移估計值即等于O。從圖7可以看出，當符號定時偏移設置為50時，信道脈沖響應的第一個最大值也出現在位置50。但是從圖8可以看出，當符號定時偏移設置為100時，信25道脈沖響應的第一個最大值沒有出現在位置100處。這是因為定時偏移以已經超過了最大估計范圍。從圖10可以看出，本發明的方法在定時偏移等于100的情況下，仍然能夠準確估計。圖11表明，甚至在定時偏移等于保護間隔長度的情況下，本發明的方法仍然能夠準確估計。申請人通過計算機仿真了傳統方法2和本發明的方法的性能。其30中，選擇兩個性能指標1)估計錯誤概率；2)估計范圍。估計錯誤概率定義為符號定時偏移估計值，而不等于真實值的概率。仿真參數頻譜類型3，g卩10KHz帶寬，載波頻率偏移0.02F(F表示子載波間隔)，采樣鐘頻率偏移10ppm，基帶信號樣點速率48KHz。DRM系統具有6種信道模型。我們選擇兩種典型的信道模型l和3。信道l5即是AWGN信道。對于信道l，使用的是模式A。對于信道3，使用的是模式B。仿真結果如圖12和13所示。圖12和13表明，本發明的符號定時偏移估計方法具有更小的錯誤估計概率和更大的估計范圍。對于傳統的方法，當定時偏移超過允許的估計范圍，其估計性能急劇下降。10根據本發明，提出了一種適合于D固系統的符號定時偏移估計方法。對于本發明的方法和傳統方法2:(1)共同點是都利用了增益導頻和信道信息。(2)關鍵的觀察是符號定時偏移估計任務可以被轉換為估計信道時間響應的首條路徑時間延遲。15(3)主要的差別是本發明的方法充分和巧妙利用了完整增益導頻圖案中所有的增益導頻，而傳統方法2只利用了單個0FDM符號中的增益導頻信息。與傳統的方法相比，本發明的符號定時偏移估計方法的優點是(1)更大的估計范圍。如上所述，與傳統方法2相比，本發明的方法20的估計范圍提高W咅。縛于增益導頻圖案周期。對于DRM系統的四種模式，。分別等于5、3、2和3。(2)更小的錯誤估計概率。圖12和13的仿真結果也表明本發明的方法具有更好的估計性能。盡管以上己經結合本發明的優選實施例示出了本發明，但是本領25域的技術人員將會理解，在不脫離本發明的精神和范圍的情況下，可以對本發明進行各種修改、替換和改變。因此，本發明不應由上述實施例來限定，而應由所附權利要求及其等價物來限定。權利要求1、一種無線電通信系統中的符號定時偏移方法，所述方法包括步驟確定與接收到的各個符號相對應的已知導頻頻率點上的信道頻率響應值；對各個符號進行組合以形成完整導頻圖案；以及針對形成完整導頻圖案的各個符號的組合，利用所述信道頻率響應值構造信道頻率響應序列，以獲取符號定時偏移值。2、根據權利要求l所述的方法，其特征在于所述構造信道頻率響應序列以獲取符號定時偏移值的步驟包括-利用所構造的信道頻率響應序列計算出相應的信道脈沖響應序列；15利用所述信道脈沖響應序列和相應的估計準則來估計出符號定時偏移值。3、根據權利要求1或2所述的方法，其特征在于所述導頻為增益導頻。4、根據權利要求l所述的方法，其特征在于所述導頻頻率點上的20信道頻率響應值是基于最小二乘法計算出的。5、根據權利要求l所述的方法，其特征在于所述信道頻率響應序列的長度等于快速傅立葉變換的長度，且在非增益導頻對應位置插入數據0，在增益導頻對應位置插入計算得到的信道頻率響應值。6、根據權利要求2所述的方法，其特征在于所述信道脈沖響應序25列是對信道頻率響應序列應用快速逆傅立葉變換得到的。7、根據權利要求2所述的方法，其特征在于所述估計準則為在信道脈沖響應序列中，尋找到第一個大于門限的值所對應的位置，即是所求的符號定時偏移估計值。8、根據權利要求7所述的方法，其特征在于所述門限大小是通過30仿真的方法確定的。9、根據權利要求l所述的方法，其特征在于所述無線電通信系統為世界數字無線電廣播系統。全文摘要根據本發明，提出了一種無線電通信系統中的符號定時偏移方法，所述方法包括步驟確定與接收到的各個符號相對應的已知導頻頻率點上的信道頻率響應值；對各個符號進行組合以形成完整導頻圖案；以及針對形成完整導頻圖案的各個符號的組合，利用所述信道頻率響應值構造信道頻率響應序列，以獲取符號定時偏移值。文檔編號H04B7/26GK101102132SQ20061009089公開日2008年1月9日申請日期2006年7月6日優先權日2006年7月6日發明者樸范鎮,晨陳,魏立軍申請人:北京三星通信技術研究有限公司;三星電子株式會社