專利名稱：電子鎮流器的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于燈泡的鎮流器，具體說，涉及用于放電燈的鎮流器。
據估計，世界上有超過25％的電能是被用于為人工照明供電。從而，絕不能忽視有效率的電照明源的重要性。
通常可用的最有效率的電照明源是氣體的低壓和高壓放電燈，例如分別為熒光和高-強度-放電燈(HID)。這些類型的燈典型地都具有負-阻特性和由稱為鎮流器的電流-限制電路來驅動。
兩個普通的電燈鎮流器，既電磁和電子的，通常都用于驅動放電燈。電磁鎮流器只有無源電路元件和通常驅動在供電線頻率的放電燈。電子鎮流器包括有源和無源元件和通常驅動高于供電線頻率的放電燈。通常，電磁鎮流器較便宜。然而，電子鎮流器較小和較輕，驅動放電燈也較有效率，運行時噪聲較低且沒有可見的閃爍，并且可以使得放電燈的壽命更長。此外，響應于變化的供電線和放電燈工作條件，電子鎮流器可以比電磁放電燈更有效地調整電磁鎮流器功率。
圖1原理性地顯示了一種典型的用于由AC電壓vac驅動一個放電燈L的電子鎮流器，AC電壓vac是由諸如來自本地所用的供電線的電源PS所提供的。該鎮流器包括一個電磁干涉濾波器EMI，一個全波橋式整流器BR，一個功率-因子校正電路，一個儲能電容Ce，和一個半-橋諧振變頻器，這些電路都在電源與放電燈之間串聯連接。
濾波器EMI防止由鎮流器電路和放電燈產生的電磁干擾傳導回電源。鎮流器以高諧波電流的形式產生EMI，如果傳導回電源，將引起諸如過多的中性電流，過熱的變壓器和對任何也由電源接收電能的靈敏電子電路的干擾。放電燈可以產生電磁和射頻干擾。
功率因子校正電路是公知的升壓-變頻器(boost-converter)類型電路，包括一個電感L10一個開關晶體管Q10和一個二極管D10。它的功能是增加AC電源的功率因子和升高由電橋提供給儲能電容Ce的DC電壓。
儲能電容Ce有兩個功能。第一，它作為諧振變頻器的電壓源。第二，它平衡負載與電源之間的能量流動。當AC電源瞬間提供的功率低于負載所消耗的功率，則Ce必須釋放能量給負載。相反地，當AC電源瞬間提供的功率高于負載所消耗的功率，則Ce必須儲存能量。
諧振變頻器(resonant inverter)輸出級將儲能電容Ce上的DC電壓轉換為用于驅動放電燈L的高頻正弦波。兩個晶體管開關Q11和Q12在半-橋式結構中電連接并以50％的占空比工作以將DC電壓斬斷為高頻方波。一個電容Cb用于阻止DC分量到達變壓器T，變壓器T用隔直流和阻抗匹配。一個電感Lf和一個電容Cf構成用于對高頻方波進行濾波的第二級濾波器，以使得頻率為基本開關頻率的正弦波電壓和電流被提供到放電燈L。
本發明的一個目的是提供一個對放電燈的驅動電流進行優化以改進放電燈的輻射效率的電子鎮流器。對最大輻射效率，將提供一個固定的DC驅動電流。這是不實際的，因為將需要一個功率-損耗鎮流器電阻。在熒光燈中，這也將引起在放電柱中離子的單向遷移和在燈的一端所產生的光比另一端所產生的光明亮。圖1的現有技術鎮流器所提供的正弦波AC電流是一個折中方案。它周期性地反轉驅動電流的極性以實現在放電柱的整個長度上得到均勻的亮度，但驅動電流的幅度不是固定的。
本發明的另一個目的是提供一種小巧的電子鎮流器，它不會引起放電燈所產生的電磁干擾。在圖1的現有技術鎮流器中，諧振變頻器的無源濾波器元件的尺寸可以通過增大工作頻率來減小。然而，增大放電燈的工作頻率也將增加放電燈所輻射的電磁干擾能量。
本發明的另一個目的是減小用于鎮流器的儲能電容的體積。圖1的電子鎮流器為電容Ce提供了頻率為兩倍于電源頻率的全波整流正弦波能源。在這相對較低的頻率處，提供給電容的電源在相對長的時間間隔中明顯低于峰值幅度。為了提供低紋波電源給諧振變頻器，電容Ce物理尺寸必定較大。
本發明的另一個目的是提供一種不需要使用變壓器的電子鎮流器。例如圖1所示的用于電子鎮流器的變壓器不僅僅增加了鎮流器的體積與重量，也帶來了鎮流器的電損耗。
本發明進一步的目的是提供一種利用改進的半導體技術的電子鎮流器。通常用于照明工業的電子鎮流器沒有完全利用在體積、能源消耗和費用上的效率，這些方面通過采用固態領域，尤其是在功率半導體領域的集成電路技術可以得到很大改進。
根據本發明，在放電燈和電壓之間串聯連接一個電子鎮流器，用于提供在預定頻率的AC電壓與電流，以產生一個與電源所產生的AC電壓相組合的、瞬間變化的鎮流電壓，提供一個具有預定DC幅度的、與AC電源電壓同步的交變方波電壓和電流給放電燈。鎮流器包括容性儲能裝置，橋式開關裝置和占空比開關裝置。
當AC電源瞬間提供的能源多于放電燈所消耗的能源，則容性儲能裝置存儲電能，而當放電燈所消耗的能源多于AC電源瞬間提供的能源，則容性儲能裝置提供電能。
當電源提供的瞬間電壓高于預定的方波電壓，橋式開關裝置將容性儲能裝置與AC電源反向地串聯，而當電源提供的瞬間電壓低于預定的方波電壓，橋式開關裝置橋式開關裝置將容性儲能裝置與AC電源正向地串聯。
占空比開關裝置將容性儲能裝置旁路并在每一個連續周期的一小部分中將AC電源直接與放電燈串聯，所述連續周期是以與預定電源工作頻率有關的非常高的周期頻率產生的。每一個周期的一小部分被確定用于產生在所述周期上的平均鎮流電壓，它會影響在該周期中預定DC電壓幅度的產生。在電源工作頻率的每半個周期中，使得驅動放電燈時的預定DC電壓幅度等于電源所提供的AC電壓的平均幅度。這導致在鎮流器中的零凈能源儲存，這是穩定地工作所必需的，并可以使得儲能電容的體積最小。
鎮流器所產生的交變DC驅動電壓，和相應的DC驅動電流使得放電燈的輻射效率最高，而無需功率-損耗電阻，同時避免了如果用單向DC電流驅動時將在熒光燈中產生的單向離子遷移。
通過使用以非常高的周期頻率工作的占空比開關裝置，同時產生一個較低頻率的交變DC電燈驅動電壓，鎮流器可以做得很小巧，而不會增加放電燈所輻射的電磁干擾。
通過提供一個間歇地將一個儲能電容與電源和放電燈串聯的開關器件，即儲能電容與為放電燈供電的電源相組合，而不是獨立地提供放電燈的完全能量要求，儲能電容的體積可以作得比現有技術的鎮流器中的小得多。
通過使用上述開關和容性儲能裝置以產生放電燈驅動能源，可以避免笨重的、有損耗的變壓器。
此外，根據本發明的、用于鎮流器中的開關裝置尤其適于用功率集成電路來構造。
下面通過使用附圖來說明本發明。圖1是現有技術中的電子鎮流器電路的原理圖。
圖2是采用根據本發明的電子鎮流器的放電燈系統的原理圖。
圖3a-3d是圖2所示系統工作的波形圖。
圖4a-4c是圖1所示電子鎮流器中能量儲存要求的波形圖。
圖4d-4f是是圖2所示電子鎮流器中能量儲存要求的波形圖。
圖5是包括根據本發明的電子鎮流器的第一實施例的放電燈系統的系統圖。
圖6a-6f是圖5所示系統工作的波形圖。
圖7是是包括根據本發明的電子鎮流器的第二實施例的放電燈系統的系統圖。
圖2顯示了采用根據本發明的一個串聯-電容鎮流器的放電燈系統。如圖所示，鎮流器Bs與放電燈L和AC電源PS串聯電連接。電源提供具有標準公用電源頻率，例如60Hz的正弦波電源。注意，極性符號+和-表示在電源電壓vac的負半周期中的電壓極性。
圖3a-3d顯示了鎮流器的工作。鎮流器可以提供容性充電和放電使得電源PS所提供的正弦波電壓vac被轉換為驅動放電燈L的、與電源電壓同步的方波電流ilamp和vlamp。圖3d顯示了當鎮流器Bs執行充電-放電功能時其上的變化電壓vb。
從而，對于每半個周期，放電燈電流和電壓保持在一個固定的DC值上。用一個方波電源驅動放電燈產生等效于DC操作的輻射效率，這明顯比用工作于電源頻率的正弦波操作所能獲得的輻射效率要好。
圖3d顯示了負載-平衡能量儲存的概念。電壓vb在一個半周期中既是正的又是負的。因為電流在一個半周期中是固定的，所以鎮流器交替地儲存和釋放能量。當電源PS提供的能量小于放電燈所消耗的能量，則鎮流器向放電燈提供能量。相反，當電源PS提供的能量大于放電燈所消耗的能量，則鎮流器儲存額外的能量。
圖4a-4c顯示了用于圖1的現有技術的電子鎮流器的負載-平衡能量要求。圖4a和4b顯示了由電源PS提供給鎮流器的功率-因子-校正電壓和電流。圖4c顯示了必須由儲能電容Ce提供用于負載平衡的最小能量儲存要求。Ein代表當電源PS提供的能量大于放電燈所消耗的能量，現有技術的鎮流器必須在電容中儲存的能量。Eout代表當電源PS提供的能量小于放電燈所消耗的能量，鎮流器必須提供給電容的能量。等于Eout的能量Ein為鎮流器的最小能量儲存要求。對于正弦波電源電流，最小能量要求Emin(sin)=P0/ω，其中P0是電源所釋放的平均功率，而ω是電源PS的AC頻率。典型的現有技術的電子鎮流器在電容Ce儲存八倍于最小能量要求的能量，以使提供給諧振變頻器的電壓紋波最小。
圖4d-4f是圖2的串聯電容鎮流器Bs的負載-平衡能量要求的示意圖。如圖4d所示，電源PS所提供給鎮流器的電壓與圖4a的相同。然而，圖4e所示的電流是圖3b所示的方波電流，同時圖4f所示的功率曲線具有圖3d所示的鎮流器電壓vb所示的相同波形。在圖4f中，最小能量儲存要求Emin再次由Ein和Eout來代表，但對于方波驅動電流，最小能量儲存要求Emin(sq)=(0.66)P0/ω。換句話說，對于圖2的串聯-電容鎮流器的最小能量儲存要求大約為圖1的現有技術鎮流器所需最小要求的三分之二。此外，可以在這最小要求下運行該串聯-電容鎮流器，而更明顯的事實是現有技術的諧振變頻器鎮流器必須采用足夠大的電容以儲存數倍于最小能量Ein(sin)的能量。鎮流器通過以下步驟在每一個半周期中工作于最小能量儲存要求Emin(sq)和在電容Ce中為零凈儲存●產生該鎮流器電壓vb，以引起對于該半周期，具有等于平均電源電壓vac的幅度的方波電燈電壓(見圖3a,3c,和3d)；和●對電容Ce完全放電。
圖5顯示了包括串聯-電容電子鎮流器Bs的第一實施例的放電燈系統。該鎮流器包括充電-儲存電容Ce，兩個正向橋式開關，每個用SBRP來標注，兩個負向橋式開關，每個用SBRn來標注，兩個高頻占空比開關SHF和S’HF和一個濾波電感Lf。所有的開關都是示意性顯示，而在實際電路中將用固態半導體開關來實現，例如功率MOSFET(金屬氧化物半導體場效應管)。
電容通常以圖5所示極性充電。四個橋式開關用于周期性地改變儲能電容Ce與電源和放電燈串聯連接的方向。兩個正向橋式開關SBRp同時工作，而當閉合時，以圖2所示極性連接該電容。這被成為正-極性方向。兩個負向橋式開關SBRn同時工作，而當閉合時，以圖2所示極性連接該電容。這被成為負-極性方向。兩個高頻占空比開關SHF和S’HF以一種遠遠高于橋式開關的工作頻率的頻率交替工作。當開關SHF閉合時，電容以橋式開關所確定的方向與電源和放電燈串聯連接。相反地，當開關S’HF閉合時，電容被旁路，而電源僅僅通過濾波電感Lf與放電燈連接。
圖6a-6f顯示了橋式開關工作的時鐘。注意，圖6a-6d與圖3a-3d相同，而圖3a-3d已經解釋過了。圖6e和6f分別顯示了用于閉合橋式開關SBRp和SBRn的控制脈沖。在周期Thi中，電源電壓vac的幅度高于所需放電燈工作電壓vlamp的電壓，而橋式開關與電源反向串聯，即以電容上的電壓vCe與電壓vac的瞬間極性相對的極性與電源串聯。相反地，在周期Tlo中，電源電壓vac的幅度低于所需放電燈工作電壓vlamp的電壓，而橋式開關與電源正向串聯，即以電容上的電壓vCe與電壓vac的瞬間極性相同的極性與電源串聯。注意，在每一個周期Thi的起始瞬間t0，電容Ce被完全放電。如果電容在每一個半周期的開始儲存能量1/2Emin(sq)，則這將自動完成。
占空比開關SHF和S’HF的功能是用于對電容Ce上的瞬間電壓vCe進行占空比調整以產生鎮流器電壓vb。這些開關在以與橋式開關的周期開關頻率相關的非常高的周期頻率(例如100kHz)產生的每一個連續周期THF中交替地運行，這通常是在電源電壓的每一個完整周期內開關幾次完整周期(例如三次)。在每一個周期THF(例如10微秒)內，開關SHF在時間間隔(D)THF內閉合，而開關S’HF在時間間隔(1-D)THF內閉合，其中D=｜vb｜/vCe。從而，例如，如果在一個特定時間間隔THF內所需的鎮流器電壓vb為0.6vCe，則開關SHF將在一個時間間隔(0.6)THF內閉合，而而開關S’HF在時間間隔(0.4)THF內閉合。注意，在電壓vb的相對低頻率下的濾波電感Lf上的壓降被認為基本上為零。進一步注意，雖然沒有描述用于響應電壓vb和vCe之間的變化而對開關SHF和S’HF進行占空比調整的具體電路，但在本技術領域中有許多可適用的電路。例如，可見John G.Kassakian,Martin F.Schlecht & George C.Verghese的功率電子電路原理，第268月，Addison-Wesley Publishing Company,1991。
圖7顯示了包括串聯電容鎮流器Bs的第二實施例的放電燈系統。該鎮流器類似于第一實施例，但使用了兩個較少的橋式開關，因而總的開關阻抗也較低。然而，它要求更復雜的開關時鐘序列。該鎮流器趕快充電電容Ce，一個正向橋式開關SBRp，一個負向橋式開關SBRn，兩個高頻占空比開關SHF和S’HF，和一個濾波電感Lf。該電容Ce總是以圖7所示極性充電。
橋式開關在一個公共節點NBR串聯電連接，圖中所示該公共節點NBR串聯連接到電源PS。類似地，該高頻開關在一個公共節點NHF串聯電連接，圖中所示該公共節點NHF通過電感Lf電連接到放電燈L。可選擇地，鎮流器可以通過公共節點NBR電連接到放電燈和公共節點NHF電連接到電源而工作。
正向橋式開關SBRp工作以正-極性方向連接電容，如圖2所示。負向橋式開關SBRp工作以負-極性方向連接電容，該負-極性方向與圖2所示的相反。兩個高頻占空比開關SHF和S’HF形成旁路電路并以遠遠高于橋式開關工作頻率的頻率交替地工作。
每一個開關SHF和S’HF的工作依賴于哪一個橋式開關閉合。當正向橋式開關SBRp閉合時，開關SHF將電容與電源和放電燈串聯連接，而另外開關S’HF將電路旁路，使得電源僅僅通過濾波電感Lf連接。相反地，當負向橋式開關SBRn閉合時，開關S’HF將電容與電源和放電燈串聯連接，而另外開關SHF將電路旁路，使得電源僅僅通過濾波電感Lf連接。
圖6a-6f也顯示了圖7的放電燈系統的工作。圖6e和6e也分別顯示了用于閉合橋式開關SBRp和SBRn的控制脈沖。在時間間隔Thi內，電源電壓vac的幅度高于所希望的放電燈工作電壓vlamp的幅度，而橋式開關將電容與電源反向串聯連接，在時間間隔Tlo內，電源電壓vac的幅度低于所希望的放電燈工作電壓vlamp的幅度，而橋式開關將電容與電源正向串聯連接。
占空比開關SHF和S’HF再次用于對電容Ce上的瞬間電壓vCe進行占空比調整以產生鎮流器電壓vb。這些開關在以與橋式開關的周期開關頻率相關的非常高的周期頻率(例如100kHz)產生的每一個連續周期THF中交替地工作。在當橋式開關SBRp處于閉合狀態時的每一個周期THF內，開關SHF在時間間隔(D)THF內閉合，而開關S’HF在時間間隔(1-D)THF內閉合，其中D=｜vb｜/vCe，相反地，在當橋式開關SBRn處于閉合狀態時的每一個周期THF內，開關S’HF在時間間隔(D)THF內閉合，而開關SHF在時間間隔(1-D)THF內閉合。
根據本發明的電子鎮流器的許多變型是可能的，例如，電源PS所提供的AC電壓vac和電流iac相互之間可以移向。這可以通過對橋式開關的工作進行定時來完成，使得方波電流和放電燈電壓相對AC電壓可以移動一個角度I。因為AC電壓與電流之間的相差增大，所以方波放電燈電流和電壓的幅度減小。這提供了控制相移α以使放電燈暗淡或以比當α=0時產生的電壓低的電壓驅動放電燈的可能性。這樣一個相移將使電源的功率因子降級，但注意，相位可能正向或負向移動。這通過由相同電源分別用鎮流器對兩個放電燈供電使得功率因子增加，而這些鎮流器以相同幅度但反極性相移來驅動放電燈。
權利要求
1．用于在放電燈(L)與電源(PS)之間串聯電連接的電子鎮流器，以提供預定工作頻率的AC電壓和電流，以產生一個瞬間變化鎮流器電壓，該鎮流器電壓與電源產生的AC電壓相組合，所述電子鎮流器提供一個交變方波電壓和電流給放電燈，該交變方波電壓和電流具有預定DC幅度，并與電源所提供的AC電壓同步，所述鎮流器包括a．可選擇地用于以下步驟的電容性裝置(Ce)ⅰ．當AC電壓瞬間提供的能量高于放電燈所消耗的能量時，儲存電能；和ⅱ． 當放電燈所消耗的能量高于AC電壓瞬間提供的能量時，提供電能；和b．可選擇地用于以下步驟的橋式開關裝置(SBR)ⅰ．當AC電壓瞬間提供的能量高于放電燈所消耗的能量時，將電容性裝置與AC電源反向串聯；和ⅱ．當AC電壓瞬間提供的能量低于放電燈所消耗的能量時，將電容性裝置與AC電源正向串聯；c．用于將電容性裝置旁路并在每一個連續周期的一小部分中將AC電源直接與放電燈串聯的占空比開關裝置(SHF)，所述連續周期是以與預定電源工作頻率有關的非常高的周期頻率產生的，每一個周期的一小部分被確定用于產生在所述周期上的平均鎮流電壓，它會影響在該周期中預定DC電壓幅度的產生。
2．權利要求1的電子鎮流器，其中電源所提供的AC電壓為正弦波。
3．權利要求1的電子鎮流器，其中，在AC電壓的每半個周期內，預定的方波電壓等于所述AC電壓的平均幅度。
4．權利要求1的電子鎮流器，其中包括用于將AC電壓相對AC電流相移一個數量I的移相器。
5．權利要求4的電子鎮流器，其中所述移相器用于產生一個固定-數量的相移。
6．權利要求4的電子鎮流器，其中所述移相器用于產生一個可變-數量的相移。
7．權利要求1的電子鎮流器，其中a．占空比開關裝置，包括ⅰ．與電容性儲能裝置串聯電連接以形成一串聯電路的第一高頻開關(SHF)；和ⅱ．與該串聯電路并聯電連接以形成一個并聯電路的第二高頻開關(S’HF)；b．橋式開關裝置，包括ⅰ．當所述電源所提供的瞬間電壓高于預定方波電壓時，用于以一個正-極性方向將并聯電路分別與電源和放電燈串聯電連接的第一和第二正向橋式開關(SBRp)；和ⅱ．當所述電源所提供的瞬間電壓低于預定方波電壓時，用于以一個負-極性方向將并聯電路分別與電源和放電燈串聯電連接的第一和第二負向橋式開關(SBRn)。
8．權利要求1的電子鎮流器，其中a．該占空比開關裝置包括在第一公共節點相互串聯電連接以形成一個旁路電路的交替-工作的第一和第二高頻開關(SHF和S’HF)，該旁路電路與容性儲能裝置并聯；和b．橋式開關裝置包括包括在第二公共節點相互串聯電連接以形成一個橋式電路的交替-工作的第一和第二橋式開關(SBBp和SBRn)，該旁路電路與旁路裝置并聯；第一和第二節點中的一個節點用于電連接到電源，而第一和第二節點中的另一個節點用于電連接到放電燈。
9．權利要求1的電子鎮流器，包括一個濾波電感(Lf)。
全文摘要
用于放電燈的電子鎮流器包括一個與電源和放電燈串聯連接的電容性儲能裝置。以橋式結構形成的開關的第一組合交替地將電容性儲能裝置所連接的極性反轉。開關的第二組合周期性地將電容性裝置旁路并不時將AC電源與放電燈直接串聯。
文檔編號H05B41/282GK1234956SQ98800955
公開日1999年11月10日 申請日期1998年6月18日 優先權日1997年7月9日
發明者E·B·申, M·F·施勒赫特 申請人:麻省理工學院