提高石英撓性加速度計寬頻動態測量能力的方法及裝置與流程

本發明涉及石英撓性加速度計寬頻動態測量技術領域，具體地，涉及提高石英撓性加速度計寬頻動態測量能力的方法。

背景技術：

石英撓性加速度計是一種能在0~100Hz頻帶內實現高精度線加速度測量的傳感器。但是隨著測量頻帶的拓寬，石英撓性加速度計幅頻響應呈上升變化，特別是在200Hz以上相對誤差已超出10%，從而影響了動態測量的準確度。

在實現本發明的過程中，發明人發現現有技術中至少存在寬頻動態測量精度低等缺陷。

技術實現要素：

本發明的目的在于，針對上述問題，提出提高石英撓性加速度計寬頻動態測量能力的方法，以降低測量設備的體積、功耗和輸出速率，提高了寬頻動態測量精度，增強帶內噪聲抑制能力，使得石英撓性加速度計測量頻帶在0~300Hz內，幅頻曲線相對誤差小于10%。

為實現上述目的，本發明采用的技術方案是：提高石英撓性加速度計寬頻動態測量能力的方法，主要包括：

步驟1：確定采用的檢測電路形式；

步驟2：傳感器與檢測電路進行匹配性設計，確定限流電阻值；

步驟3：確定模擬濾波器電路形式和截止頻率；

步驟4：對0~300Hz信號進行過采樣，設置AD采樣頻率；

步驟5：確定數字濾波器類型和設計參數；

步驟6：進行濾波抽樣，得到625Hz的數據。

進一步地，步驟1中，所述檢測電路為I/V變阻抗放大電路，具體包括前置運算放大器U1，限流電阻R2，增益調節電阻R3和輸出失調平衡電阻R4，所述限流電阻R2一端與石英撓性加速度計電路的電壓輸出端連接，限流電阻R2的另一端與前置運算放大器U1的反相輸入端連接，所述輸出失調平衡電阻R4一端與前置運算放大器U1的同相輸入端連接，輸出失調平衡電阻R4的另一端與接地端連接，所述增益調節電阻R3連接在前置運算放大器U1的反相輸入端和輸出端兩管腳之間；

所述前置運算放大器為OP07AH，所述R3為205KΩ，所述R4為36KΩ。

進一步地，步驟2中，傳感器與檢測電路進行匹配性設計具體包括，依據運算放大器虛短虛斷原理，得到拉氏變換后方程組：

(1)

解上述方程組可得傳遞函數如下：

(2)

調整R2限流電阻阻值，降低時間常數，拉寬截止頻率，使得加速度計信號經過檢測電路后幅頻曲線幅值相對誤差在300Hz內不超過10%，當R2值為30kΩ~39kΩ時，滿足寬頻動態測量準確度要求。

進一步地，步驟3中，步驟3中，所述模擬低通濾波器電路包括Chebyshev Ⅰ型一級三階模擬低通濾波器，模擬低通濾波器電路中，電容為偏差小于2%的一類瓷介獨石電容器，所述電阻值為0.5%～1%精度的精密電阻，具體包括電阻R1.5，電阻R1.1，電阻R1.2，電容C1.3，電容C1.4，電容C1.6和運算放大器A1，所述電阻R1.5，電阻R1.1和電阻R1.2依次連接后，連接至運算放大器的同相輸入端，所述電容C1.6一端接地，電容C1.6的另一端與電阻R1.5和電阻R1.1之間的節點連接，所述電容C1.3一端接地，電容C1.3的另一端與運算放大器的同相輸入端連接，電容C1.4一端與R1.1和R1.2之間的節點連接，電容C1.4的另一端分別與運算放大器A1的輸出端以及運算放大器的反相輸入端連接；所述模擬低通濾波器的截止頻率為436Hz，所述電阻R1.5，電阻R1.1和電阻R1.2的阻值分別為45.10KΩ，52.33kΩ和46.37KΩ，所述電容C1.3，電容C1.4和電容C1.6的電容值分別為1.5000nF,12.00nF和30.00nF，

為了使得通帶內有效信號的增益波動最小，設計參數保證了0~200Hz頻帶內波動小于0.002dB，200Hz~300Hz頻帶內波動小于0.26dB，低通濾波器截止頻率設置為436Hz，其傳遞函數形式如下：

(3)

其中。

進一步地，步驟4具體包括，對模擬信號進行數字采樣時，若采樣頻率設置不當，會產生頻率混疊現象，頻譜混疊與模數轉換器AD采樣頻率、模擬低濾波器截止頻率和衰減幅度的設置有關，為了得到較好的抗混疊效果，AD采樣頻率應設置為有效通帶最高頻率的5倍-10倍；

AD采樣率設置為2500Hz，在有效通帶0~300Hz內混疊進了鏡像頻率2200~2500Hz的帶外噪聲信號，模擬濾波器幅頻曲線在2200Hz處的衰減幅度為-39.1dB，即混疊的噪聲信號衰減約99%。

進一步地，步驟5中，所述數字濾波器為FIR型數字濾波器，具體為通過嵌入式軟件實現FIR型數字濾波器，采樣頻率為2500Hz，通帶截止頻率設定為300Hz，阻帶截止頻率Fs為350Hz，通帶紋波波動Ap為0.2dB(2.3%)，阻帶最小衰減As為-41dB(1%)，數字濾波器階數定為97階。

進一步地，步驟6具體為，在模擬濾波和數字濾波的綜合效果下，300Hz帶內抗混疊抑制能力達到了80dB以上，為了進一步降低數據輸出速率，通過軟件，對濾波后的數據進行二次采樣，將輸出速率2500Hz進行四分之一倍抽取變為625Hz。

提高石英撓性加速度計寬頻動態測量能力裝置，包括檢測電路、模擬低通濾波器、模數轉換器和計算機軟件處理模塊，所述計算機軟件處理模塊對模數轉換后的信號通過軟件進行數字濾波，然后再對濾波后的信號通過軟件進行信號抽取；

所述檢測電路與石英撓性加速度計通過限流電阻連接，所述檢測電路、模擬低通濾波器電路和AD轉換電路順次連接后，連接至計算機軟件處理模塊，對AD轉換電路轉換后的數字信號通過軟件進行濾波和信號抽取；

通過調節限流電阻降低時間常數，拉寬截止頻率，對加速度計高頻段幅頻特性曲線進行抑制，限流電阻值為30kΩ~39kΩ時，即可滿足寬頻動態測量準確度要求；

所述模擬低通濾波器，濾除高頻雜波，抑制帶外噪聲的影響，濾波器形式為Chebyshev Ⅰ型一級三階模擬低通濾波器，截止頻率設置為436Hz；

所述模數轉換器的AD采樣頻率為有效通帶最高頻率的5倍至10倍，AD采樣率設置為2500Hz；

所述計算機軟件處理模塊包括軟件數字濾波模塊和軟件抽取信號模塊，所述軟件數字濾波模塊具體為通過嵌入式軟件實現FIR型數字濾波器，所述FIR型數字濾波器，采樣頻率為2500Hz，通帶截止頻率設定為300Hz，阻帶截止頻率Fs為350Hz，通帶紋波波動Ap為0.2dB(2.3%)，阻帶最小衰減As為-41dB(1%)；

所述軟件抽取信號模塊，對濾波后的數據進行了二次采樣，將輸出速率2500Hz進行四分之一倍抽取變為625Hz，進一步降低數據輸出速率，即降低帶寬資源和存儲資源的占用。

本發明各實施例的提高石英撓性加速度計寬頻動態測量能力的方法及裝置，提出了傳感器與檢測電路之間匹配性設計原則，并采用了模擬數字濾波相結合的設計方法，既降低了測量設備的體積、功耗和輸出速率，又提高了寬頻動態測量精度，并且增強了帶內噪聲抑制能力，使得石英撓性加速度計測量頻帶在0~300Hz內，幅頻曲線相對誤差小于10%。

本發明的其它特征和優點將在隨后的說明書中闡述，并且，部分地從說明書中變得顯而易見，或者通過實施本發明而了解。

下面通過附圖和實施例，對本發明的技術方案做進一步的詳細描述。

附圖說明

附圖用來提供對本發明的進一步理解，并且構成說明書的一部分，與本發明的實施例一起用于解釋本發明，并不構成對本發明的限制。在附圖中：

圖1為檢測電路與石英撓性加速度計內部等效電路連接圖；

圖2為加速度計信號經過檢測電路后幅頻曲線幅值相對誤差在300Hz內不超過10%的仿真結果圖；

圖3為模擬低通濾波器電路；

圖4為模擬低通濾波仿真曲線和模擬低通濾波鏡像曲線圖；

圖5為數字濾波效果圖；

圖6為提高石英撓性加速度計寬頻動態測量能力的方法流程圖。

結合附圖，本發明實施例中附圖標記如下：

1-石英撓性加速度計內部等效電路；2-檢測電路。

具體實施方式

以下結合附圖對本發明的優選實施例進行說明，應當理解，此處所描述的優選實施例僅用于說明和解釋本發明，并不用于限定本發明。

具體地，參考圖1，左邊虛線框內為石英撓性加速度計內部等效電路，Is為內部等效電流源，R1為內部等效電阻，C1為輸出對地短接電容。右邊虛線框為測量設備的前端檢測電路，R2為限流電阻，R3為增益調節電阻，R4輸出失調平衡電阻，U1為前置運算放大器。確認該檢測電路形式為I/V變阻抗放大電路；

由于石英撓性加速度計輸出存在一個較大的對地短接電容C1，該電容與后級檢測電路連接形成了一個低通濾波器，考慮到加速度計幅頻特性在高頻處呈上升變化，該環節的匹配性設計需要對高頻段幅頻曲線進行抑制。參考圖1，依據運算放大器虛短虛斷原理，可以列出以下方程組（拉氏變換后）：

(1)

解上述方程組可得傳遞函數如下：

(2)

調整R2限流電阻阻值，以降低時間常數，拉寬截止頻率，使得加速度計信號經過檢測電路后幅頻曲線幅值相對誤差在300Hz內不超過10%，仿真結果參考圖2。從圖2中可以得出當R2值為30kΩ~39kΩ時，即可滿足寬頻動態測量準確度要求。

步驟3，該環節模擬低通濾波器的主要功能是濾除高頻雜波，抑制帶外噪聲的影響。該濾波器形式為Chebyshev Ⅰ型一級三階模擬低通濾波器，為了使得通帶內有效信號的增益波動最小，設計參數保證了0~200Hz頻帶內波動小于0.002dB，200Hz~300Hz頻帶內波動小于0.26dB。低通濾波器截止頻率設置為436Hz。其傳遞函數形式如下：

(3)

其中。

模擬低通濾波器電路形式參考圖3。電容選用偏差小于2%的一類瓷介獨石電容器，電阻值采用0.5%～1%精度的精密電阻，所有的電容都根據設計參數篩選，以確保良好的濾波效果。

步驟4中，對模擬信號進行數字采樣時，需要考慮到頻譜混疊問題。頻譜混疊與模數轉換器AD采樣頻率、模擬低濾波器截止頻率和衰減幅度的設置有關。為了得到較好的抗混疊效果，AD采樣頻率應設置為有效通帶最高頻率的5至10倍為宜。

本環節AD采樣率設置為2500Hz，其抗混疊效果參考圖4，從圖中可以看出在有效通帶0~300Hz內混疊進了鏡像頻率2200~2500Hz的帶外噪聲信號，模擬濾波器幅頻曲線在2200Hz處的衰減幅度為-39.1dB，即混疊的噪聲信號衰減了約99%。

步驟5中，本環節數字濾波器選用FIR型數字濾波器，其設計參數采樣頻率為2500Hz，通帶截止頻率設定為300Hz，阻帶截止頻率Fs為350Hz，通帶紋波波動Ap為0.2dB(2.3%)，阻帶最小衰減As為-41dB(1%)。通過借助MATLAB濾波器設計工具進行分析，數字濾波器階數定為97階，其數字濾波器效果參考圖5。

步驟6中，在模擬和數字濾波的綜合效果下，300Hz帶內抗混疊抑制能力達到了80dB以上。為了進一步降低數據輸出速率（即降低帶寬資源和存儲資源的占用），本環節對濾波后的數據進行了二次采樣，將輸出速率2500Hz進行四分之一倍抽取變為625Hz。

測量設備在多通道采集時，在不增加硬件模擬濾波器模塊（數字濾波器是通過軟件形式實現完成的）的情況下，設備的體積和功耗大大降低，不僅提高了設備的檢測精度和可靠性，而且減少了帶寬和存儲資源的占用。

模數轉換器進行模數轉換之后，連接到數字信號處理器，FIR數字濾波采用嵌入式軟件實現，與模擬濾波器相比，同等性能的前提下，數字濾波器大大減少了硬件資源消耗。

FIR型數字濾波后，軟件數據點數輸出頻率為2500Hz，濾波抽取是指濾波輸出的每4個數據點，扔掉前3個數據點，只保留后1個數據點，實現四分之一的濾波抽取。

石英撓性加速度計的等效電阻是160Ω，接地電容是10nF，也可以是其他數值；

所述前置運算放大器為OP07AH，所述R3為205KΩ，所述R4為36KΩ。

所述電阻R1.5，電阻R1.1和電阻R1.2的阻值分別為45.10KΩ，52.33kΩ和46.37KΩ，所述電容C1.3，電容C1.4和電容C1.6的電容值分別為1.5000nF,12.00nF和30.00nF。

最后應說明的是：以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，盡管參照前述實施例對本發明進行了詳細的說明，對于本領域的技術人員來說，其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分技術特征進行等同替換。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。