一種基于RC振蕩器的片上溫度傳感器及其溫度檢測方法與流程

本發明屬于溫度傳感器領域，尤其涉及一種基于rc振蕩器的片上溫度傳感器及其溫度檢測方法。
背景技術：
：隨著集成電路技術的發展，以及應用中對溫度傳感器性能要求的不斷提高，設計高集成度、低功耗、低成本的集成電路溫度傳感器成為一個重要的趨勢。另一方面，由于集成電路工藝特征尺寸的不斷縮小，集成電路集成度不斷提高，導致芯片的散熱問題越來越嚴重。對芯片進行實時的溫度監測，并進行過熱保護變得尤為重要。如何根據應用需要進行集成電路溫度傳感器的設計成為國內外研究的熱點。目前基于cmos工藝的集成電路溫度傳感器在國內外做了大量的研究，功耗不斷下降、精度不斷提高，其應用領域也越來越廣泛。現有技術雖然能夠實現性能優異的溫度傳感器，但是現有技術片上集成cmos溫度傳感器存在實現復雜、功耗大以及占用芯片面積大的問題。隨著集成電路工藝的進一步發展，芯片的體積越來越小、集成度越來越高，現有技術中片上溫度傳感器需占用芯片面積，這和集成化芯片的發展方向不相適應。故，針對目前現有技術中存在的上述缺陷，實有必要進行研究，以提供一種方案，解決現有技術中存在的缺陷。技術實現要素：有鑒于此，確有必要提供一種基于rc振蕩器的片上溫度傳感器及其溫度檢測方法，利用rc振蕩器工作的溫度特性，將溫度的變化反映到振蕩器輸出時鐘頻率的變化，cpu通過讀取頻率計數值，就可以得到當前芯片內核的溫度，從而可以通過調整電路的工作主頻，以控制芯片的整體功耗，間接調節芯片的工作溫度。從而無需額外在芯片中設置溫度傳感器，大大降低了溫度傳感器所占用的芯片面積，同時能夠滿足各種時鐘控制的應用需求。為了克服現有技術的缺陷，本發明的技術方案為：一種基于rc振蕩器的片上溫度傳感器，包括rc振蕩器、計數器、cpu和存儲器，其中，所述rc振蕩器用于產生一輸出頻率隨溫度變化的時鐘信號；所述計數器用于在一定閘門時間內計數時鐘信號的脈沖個數并計算出所述rc振蕩器的輸出時鐘信號的頻率；所述存儲器用于預先存儲頻率-溫度的查找表；所述cpu用于根據獲取的時鐘信號頻率通過查表法得到當前時鐘信號頻率對應的溫度值；所述rc振蕩器包括運算放大器amp1、電阻控制單元、第一nmos管nm1、第二nmos管nm2、第三nmos管nm3、第四nmos管nm4、第五nmos管nm5、第一pmos管pm1、第二pmos管pm2、第三pmos管pm3、第四pmos管pm4、第五pmos管pm5、第六pmos管pm6、第一非門ng1、第二非門ng2、第三非門ng3、第四非門ng4、第一電容c1、第二電容c2、第三電容c3和rs觸發器，其中，所述運算放大器amp1的正向輸入端與基準電壓vref端相連接，所述運算放大器amp1的反向輸入端與所述第一nmos管nm1的源極和電阻控制單元的res端相連接，所述運算放大器amp1的vout輸出端與所述第一nmos管nm1的柵極相連接，所述第一nmos管nm1的漏極與所述第一pmos管pm1的漏極及柵極、所述第二pmos管pm2的柵極、所述第三pmos管pm3的柵極、所述第四pmos管pm4的柵極和所述第三電容c3的一端相連接，并作為偏置biasp端為所述運算放大器amp1提供偏置電流源；所述第一pmos管pm1的源極、第二pmos管pm2的源極、第三pmos管pm3的源極、第四pmos管pm4的源極和所述第三電容c3的另一端共同與電源輸入vdd端相連接；所述第二pmos管pm2的漏極與所述第二nmos管nm2的漏極和所述第一非門ng1的輸入端相連接，所述第一非門ng1的輸出端與所述第三nmos管nm3的柵極和所述rs觸發器的輸入s端相連接；所述第三pmos管pm3的漏極與所述第五pmos管pm5的源極和所述第六pmos管pm6的源極相連接，所述第五pmos管pm5的漏極與所述第二nmos管nm2的柵極、第三nmos管nm3的漏極和所述第一電容c1的一端相連接，所述第六pmos管pm6的漏極與所述第四nmos管nm4的漏極、第五nmos管nm5的柵極和第二電容c2的一端相連接；所述第四pmos管pm4的漏極與所述第二非門ng2的輸入端和第五nmos管nm5的漏極，所述第二非門ng2的輸出端與所述第四nmos管nm4的柵極和所述rs觸發器的輸入r端相連接，所述rs觸發器的輸出q1端與所述第五pmos管pm5的柵極和所述第三非門ng3的輸入端相連接，所述第三非門ng3的輸出端與所述第六pmos管pm6的柵極相連接，所述rs觸發器的輸出q2端與所述第四非門ng4的輸入端相連接，所述第四非門ng4的輸出端作為所述rc振蕩器輸出out端，所述第二nmos管nm2的源極、第三nmos管nm3的源極、第四nmos管nm4的源極、第五nmos管nm5的源極、所述第一電容c1的另一端、所述第二電容c2的另一端共同與gnd端相連接；所述電阻控制單元具有溫度特性，其阻值呈現穩定的溫度系數。優選地，所述電阻控制單元包括第一電阻r1、第二電阻r2、第三電阻r3、第四電阻r4、第十五nmos管nm15、第十六nmos管nm16和第十七nmos管nm17，其中，所述第四電阻r4的一端與res端相連接，所述第四電阻r4的另一端與所述第十七nmos管nm17的源極和所述第三電阻r3的一端相連接，所述第三電阻r3的另一端與所述第十七nmos管nm17的漏極、第十六nmos管nm16的源極和所述第二電阻r2的一端相連接，所述第二電阻r2的另一端與所述第十六nmos管nm16的漏極、第十五nmos管nm15的源極和所述第一電阻r1的一端相連接，所述第一電阻r1的另一端和所述第十五nmos管nm15的漏極共同與gnd端相連接；所述第十五nmos管nm15的柵極與第一頻率控制信號freq1端相連接，所述第十六nmos管nm16的柵極與第二頻率控制信號freq2端相連接，所述第十七nmos管nm17的柵極與第三頻率控制信號freq3端相連接；所述第一頻率控制信號freq1端、所述第二頻率控制信號freq2端和所述第三頻率控制信號freq3端均與所述cpu相連接。優選地，所述電阻控制單元還包括第五非門ng5、第十八nmos管nm18和第十九nmos管nm19相連接，所述第五非門ng5的輸入端和電阻選擇信號rint_en端相連接，所述第五非門ng5的輸出端與所述第十九nmos管nm19的柵極相連接，所述第十九nmos管nm19的源極與res端相連接，所述第十九nmos管nm19的漏極與外部電阻輸入rext端相連接；所述第十八nmos管nm18的柵極與電阻選擇信號rint_en端相連接，所述第十八nmos管nm18的源極與所述第一電阻r1的另一端和所述第十五nmos管nm15的漏極相連接，所述第十八nmos管nm18的漏極接地；所述電阻選擇信號rint_en端與所述cpu相連接。優選地，所述第一電阻r1、第二電阻r2、第三電阻r3、第四電阻r4采用阱電阻。優選地，所述運算放大器amp1進一步包括第六nmos管nm6、第七nmos管nm7、第八nmos管nm8、第九nmos管nm9、第十nmos管nm10、第十一nmos管nm11、第十二nmos管nm12、第十三nmos管nm13、第十四nmos管nm14、第七pmos管pm7、第八pmos管pm8、第九pmos管pm9、第十pmos管pm10、第十一pmos管pm11、第十二pmos管pm12、第十三pmos管pm13、第十四pmos管pm14、第五電阻r5、第六電阻r6、第七電阻r7和第八電阻r8，其中，所述第七pmos管pm7的柵極與偏置biasp端相連接，所述第七pmos管pm7的源極、第八pmos管pm8的源極、第九pmos管pm9的源極、第十一pmos管pm11的源極、第十三pmos管pm13的源極、第六nmos管nm6的漏極和所述第八電阻r8的一端共同與電源輸入vdd端相連接，所述第七pmos管pm7的漏極與第六nmos管nm6的源極、第七nmos管nm7的柵極、第八nmos管nm8的柵極及漏極、第九nmos管nm9的柵極、第十nmos管nm10的柵極和第十一nmos管nm11的柵極相連接并共同與基準電壓vref端連接；所述第八電阻r8的另一端與第六nmos管nm6的柵極和第七nmos管nm7的漏極相連接，所述第九nmos管nm9的漏極與第八pmos管pm8的漏極及柵極、第十pmos管pm10的柵極、第十二pmos管pm12的柵極和第十四pmos管pm14的柵極相連接，所述第九nmos管nm9的源極與第五電阻r5的一端相連接；所述第九pmos管pm9的漏極與第十pmos管pm10的源極相連接；所述第九pmos管pm9的柵極與第十一pmos管pm11的柵極、第十三pmos管pm13的柵極、第十pmos管pm10的漏極和第十nmos管nm10的漏極相連接，所述第十nmos管nm10的源極與第六電阻r6的一端相連接；所述第十一pmos管pm11的漏極與第十二pmos管pm12的源極和第十一nmos管nm11的漏極相連接；所述第十一nmos管nm11的源極與第十二nmos管nm12的源極和第七電阻r7的一端相連接；所述第十三pmos管pm13的漏極與第十四pmos管pm14的源極和第十二nmos管nm12的漏極相連接，所述第十二nmos管nm12的柵極與運算放大器反向輸入端v-相連接；所述第十二pmos管pm12的漏極與第十四nmos管nm14的柵極和第十三nmos管nm13的柵極及漏極相連接，所述第十四nmos管nm14的漏極與第十四pmos管pm14的漏極相連接作為運算放大器輸出vout端；所述第七nmos管nm7的源極、第八nmos管nm8的源極、第十三nmos管nm13的源極、第十四nmos管nm14的源極、第五電阻r5的另一端、第六電阻r6的另一端和第七電阻r7的另一端共同與gnd端相連接。優選地，所述第一電容c1和第二電容c2采用mos電容。優選地，所述rc振蕩器的工作電源電壓vdd由片外穩壓電源產生。本發明還公開了一種基于rc振蕩器的片上溫度檢測方法，包括以下步驟：：步驟s1：通過rc振蕩器產生一定頻率的時鐘信號，所述時鐘信號的頻率隨溫度變化；步驟s2：通過計數器獲取時鐘信號的頻率；步驟s3：cpu通過查表法得到當前時鐘信號頻率對應的溫度值。優選地，還包括以下步驟：在存儲器中預先存儲頻率-溫度的查找表。優選地，還包括以下步驟：cpu根據當前溫度值控制rc振蕩器調整輸出時鐘信號的頻率。與現有技術相比較，本發明提出一種新型rc振蕩器，大大減少了電路延遲，使振蕩頻率得到顯著提高，能夠確保產生穩定的高頻率；運算放大器的偏置電流直接由rc振蕩器偏置biasp端提供，避免了使用帶隙電壓源為電路提供參考電壓，從而使rc振蕩器能夠產生穩定的bisap偏置電壓，從而確保充電電流ic的穩定。同時，利用rc振蕩器工作的溫度特性，將溫度的變化反映到振蕩器輸出時鐘頻率的變化，cpu通過讀取頻率計數值，就可以得到當前芯片內核的溫度，從而可以通過調整電路的工作主頻，以控制芯片的整體功耗，間接調節芯片的工作溫度。從而無需額外在芯片中設置溫度傳感器，大大降低了溫度傳感器所占用的芯片面積，同時能夠滿足各種時鐘控制的應用需求。附圖說明圖1為本發明基于rc振蕩器的片上溫度傳感器的原理框圖。圖2為本發明中rc振蕩器的電路原理圖。圖3為本發明中電阻控制單元的一種實施方式的電路原理圖。圖4為本發明中電阻控制單元的另一種實施方式的電路原理圖。圖5為各種類型電阻的溫度特性曲線。圖6為本發明中運算放大器的電路原理圖。圖7為本發明中輸出溫度敏感電流的仿真結果。圖8為本發明基于rc振蕩器的片上溫度檢測方法的流程框圖。圖9為進行多項式擬合溫度散點圖。如下具體實施例將結合上述附圖進一步說明本發明。具體實施方式以下將結合附圖對本發明提供的一種基于rc振蕩器的片上溫度傳感器作進一步說明。為了克服現有技術的缺陷，申請人針對sd/mmc控制器芯片，采用tsmc0.18μmcmos工藝，設計了一種基于rc振蕩器的片上溫度傳感器。利用rc振蕩器工作的溫度特性，將溫度的變化反映到振蕩器輸出時鐘頻率的變化，cpu通過讀取頻率計數值，就可以得到當前芯片內核的溫度，從而可以通過調整電路的工作主頻，以控制芯片的整體功耗，間接調節芯片的工作溫度。參見圖1，所示為本發明基于rc振蕩器的片上溫度傳感器的原理框圖，包括rc振蕩器、計數器、cpu和存儲器，其中，rc振蕩器用于產生一輸出頻率隨溫度變化的時鐘信號；計數器用于在一定閘門時間內計數時鐘信號的脈沖個數并計算出rc振蕩器的輸出時鐘信號的頻率；存儲器用于預先存儲頻率-溫度的查找表；cpu用于根據獲取的時鐘信號頻率通過查表法得到當前時鐘信號頻率對應的溫度值。上述技術方案中，設計一個溫度系數穩定的rc振蕩器是關鍵。申請人對現有技術中各種rc振蕩器結構進行了深入的研究，申請人發現，rc振蕩器頻率主要由電阻r、電容c、電容充電電流ic以及充電控制時延等參數決定，而這些參數易受電源電壓、工藝等因素的影響，正是這些參數的不準確導致頻率產生誤差，進而導致rc振蕩器輸出頻率不穩定，影響溫度測量的精度。具體原因如下：1、現有技術采用比較器控制rc充放電，比較器延遲加入到rc時間常數，電容充放電超出閾值的部分引入rc時間常數，使周期增大，導致頻率無法進一步提高。2、運放工作電壓不穩定引起電容充電電流ic的變化。3、電容精度不高，使周期產生偏差。在上述研究的基礎，為了克服上述技術缺陷，本發明提出了改進的技術方案。參見圖2，所示為本發明設計的rc振蕩器的電路原理圖，包括運算放大器amp1、電阻控制單元、第一nmos管nm1、第二nmos管nm2、第三nmos管nm3、第四nmos管nm4、第五nmos管nm5、第一pmos管pm1、第二pmos管pm2、第三pmos管pm3、第四pmos管pm4、第五pmos管pm5、第六pmos管pm6、第一非門ng1、第二非門ng2、第三非門ng3、第四非門ng4、第一電容c1、第二電容c2、第三電容c3和rs觸發器，其中，運算放大器amp1的正向輸入端與基準電壓vref端相連接，運算放大器amp1的反向輸入端與第一nmos管nm1的源極和電阻控制單元的res端相連接，運算放大器amp1的vout輸出端與第一nmos管nm1的柵極相連接，第一nmos管nm1的漏極與第一pmos管pm1的漏極及柵極、第二pmos管pm2的柵極、第三pmos管pm3的柵極、第四pmos管pm4的柵極和第三電容c3的一端相連接，并作為偏置biasp端為運算放大器amp1提供偏置電壓；第一pmos管pm1的源極、第二pmos管pm2的源極、第三pmos管pm3的源極、第四pmos管pm4的源極和第三電容c3的另一端共同與電源輸入vdd端相連接；第二pmos管pm2的漏極與第二nmos管nm2的漏極和第一非門ng1的輸入端相連接，第一非門ng1的輸出端與第三nmos管nm3的柵極和rs觸發器的輸入s端相連接；第三pmos管pm3的漏極與第五pmos管pm5的源極和第六pmos管pm6的源極相連接，第五pmos管pm5的漏極與第二nmos管nm2的柵極、第三nmos管nm3的漏極和第一電容c1的一端相連接，第六pmos管pm6的漏極與第四nmos管nm4的漏極、第五nmos管nm5的柵極和第二電容c2的一端相連接；第四pmos管pm4的漏極與第二非門ng2的輸入端和第五nmos管nm5的漏極，第二非門ng2的輸出端與第四nmos管nm4的柵極和rs觸發器的輸入r端相連接，rs觸發器的輸出q1端與第五pmos管pm5的柵極和第三非門ng3的輸入端相連接，第三非門ng3的輸出端與第六pmos管pm6的柵極相連接，rs觸發器的輸出q2端與第四非門ng4的輸入端相連接，第四非門ng4的輸出端作為rc振蕩器輸出out端，第二nmos管nm2的源極、第三nmos管nm3的源極、第四nmos管nm4的源極、第五nmos管nm5的源極、第一電容c1的另一端、第二電容c2的另一端共同與gnd端相連接。其中，電阻控制單元具有溫度特性，其阻值呈現穩定的溫度系數。上述電路的工作原理如下，運算放大器amp1、nmos管nm1和電阻控制單元r組成電壓-電流轉換電路。運放的正向輸入端接參考電壓vref，輸出端直接連到nm1的柵極，nm1的源極反饋到運放反向輸入端。這樣，電阻控制單元上端的電壓就被鉗制為vref，使流過r的電流與r的大小成反比。pm1、pm3組成基本電流鏡，基準電流為iref。流過pm3的電流ic為iref的一個精確復制，其大小為：恒定電流ic為電容c1，c2充電。pm5、pm6、nm3、nm4為電容充放電的控制開關。當ctl信號為低電平時，開關管pm5導通，pm6關斷，電流ic全部流過pm5對電容c1充電。隨著c1電壓升高，cmp1電壓逐漸降低。cmp1通過反相器接到開關管nm3柵極，nm3的柵極電壓升高，最后使nm3導通，電容c1通過nm3放電。c1放電結束，ctl信號變為高電平，開關管pm5關斷，pm6導通，電流ic全部流過pm6對c2充電，充放電過程同c1。隨著電流ic輪流為c1、c2充電，rs觸發器的輸出端產生周期性的脈沖方波。c1、c2的充電周期分別為：vc為電容充電使反相器發生翻轉所需達到的電壓。因此，脈沖方波的振蕩周期為：本發明采用mos管和反相器的結構替代現有技術中通過比較器來控制rc充放電，由于mos管開關速度能達到1ns以內，從而大大減少了電路延遲，使振蕩頻率得到顯著提高；本發明電路中無需使用差分輸入的比較器，避免使用帶隙電壓源做參考電壓，從而大大提升了電路穩定性；反相器保證了電容放電控制開關、異或門的輸入信號更加穩定。同時，這種電路結構簡單，使rc振蕩器能夠在低電壓(1.2v)以下工作。采用上述技術方案，電阻控制單元具有溫度特性且其阻值呈現穩定的溫度系數，進而產生一個溫度敏感的電流，作為rc振蕩電路中電容的充電電流。同樣，電路中的其他部分通過電流鏡從偏置電路中鏡像偏置電流。從而rc振蕩器輸出頻率隨溫度變化的時鐘信號。在一種優選實施方式中，第一電容c1和第二電容c2均采用mos電容，使用mos管做電容能夠實現一個容值很小且精度高的小電容，且不會產生寄生電容，不受工藝、溫度等變化影響，從而能夠產生穩定的高頻率。參見圖3，所示為本發明中電阻控制單元的一種實施方式的電路原理圖，電阻控制單元包括第一電阻r1、第二電阻r2、第三電阻r3、第四電阻r4、第十五nmos管nm15、第十六nmos管nm16和第十七nmos管nm17，其中，第四電阻r4的一端與res端相連接，第四電阻r4的另一端與第十七nmos管nm17的源極和第三電阻r3的一端相連接，第三電阻r3的另一端與第十七nmos管nm17的漏極、第十六nmos管nm16的源極和第二電阻r2的一端相連接，第二電阻r2的另一端與第十六nmos管nm16的漏極、第十五nmos管nm15的源極和第一電阻r1的一端相連接，第一電阻r1的另一端和第十五nmos管nm15的漏極共同與gnd端相連接；第十五nmos管nm15的柵極與第一頻率控制信號freq1端相連接，第十六nmos管nm16的柵極與第二頻率控制信號freq2端相連接，第十七nmos管nm17的柵極與第三頻率控制信號freq3端相連接。其中，第一頻率控制信號freq1端、第二頻率控制信號freq2端和第三頻率控制信號freq3端均與所述cpu相連接。從公式(1)、(2)、(5)可知，rc振蕩器的輸出頻率受電阻r控制。當電阻r增大時，電容充電電流ic減小，振蕩周期增大，頻率減小。通過信號freq0、freq1、freq2控制開關管nm15、nm16和nm17，起到調節電阻的作用。從而實現振蕩器輸出頻率數字可調。參見圖4，所示為本發明中電阻控制單元的另一種實施方式的電路原理圖，電阻控制單元還包括第五非門ng5、第十八nmos管nm18和第十九nmos管nm19相連接，第五非門ng5的輸入端和電阻選擇信號rint_en端相連接，第五非門ng5的輸出端與第十九nmos管nm19的柵極相連接，第十九nmos管nm19的源極與res端相連接，第十九nmos管nm19的漏極與外部電阻輸入rext端相連接；第十八nmos管nm18的柵極與電阻選擇信號rint_en端相連接，第十八nmos管nm18的源極與第一電阻r1的另一端和第十五nmos管nm15的漏極相連接，第十八nmos管nm18的漏極接地。其中，電阻選擇信號rint_en端與所述cpu相連接。上述電路結構中，rint_en為內部電阻使能信號，當rint_en信號為高電平時，nm19關斷，nm18導通。rc振蕩器使用內部多晶硅電阻控制電容的充電電流，通過信號freq0、freq1、freq2控制開關管nm15、nm16和nm17，起到調節電阻的作用。當rint_en信號為低電平時，開關管nm19導通，nm18關斷，rc振蕩器使用外部電阻控制電容的充電電流。此時，可通過選擇適當的外部電阻，微調振蕩器輸出時鐘的頻率。采用上述技術方案，主要有以下功能及特點：1)可以通過cpu使能或關閉溫度傳感器：在電路中設計開關mos管，當電路無需工作時，開關mos管導通或者關斷，使電路中的工作mos管均處于截止狀態，以降低電路功耗。2)使用了rc振蕩器結構，可以通過改變電阻類型或阻值大小來控制輸出時鐘的特性。可以通過固件來選擇使用高溫度系數的電阻，或低溫度系數的電阻。若使用高溫度系數的電阻，則可以增大溫度傳感器的靈敏度。若使用低溫度系數的電阻，則可以減小振蕩器輸出時鐘頻率的溫度系數，此時可以將rc振蕩器的輸出時鐘信號作為存儲器的控制時鐘，并且可以通過cpu調節輸出時鐘頻率。另外，也可以選擇使用外部熱敏電阻進行工作，此時可以進行板級測溫。3)使用查表法進行計數器計數值與溫度之間的轉換。sd/mmc控制器芯片在首次測溫前，需要通過高低溫測試箱將計數器計數值與溫度的關系寫入存儲器中，之后即可通過查表的方式通過計數器的計數值得到當前的芯片溫度。在一種優選實施方式中，第一電阻r1、第二電阻r2、第三電阻r3、第四電阻r4采用阱電阻。在cmos工藝中，電阻主要有4類，包括多晶硅電阻、擴散電阻、阱電阻和金屬電阻。多晶硅電阻使用的材料和mos管的柵極材料相同。其溫度系數由摻雜類型決定。擴散電阻是在襯底或者阱中制造n+或p+擴散區而成的。例如，在n阱cmos工藝中，n+電阻在p型襯底上實現，p+電阻在n型襯底上實現。它們都具有負的溫度系數。阱電阻利用阱作為電阻的主體。由于阱的摻雜濃度低，所以阱電阻擁有很大的方塊電阻。n阱電阻擁有正的溫度系數。金屬電阻通常使用的是鋁材料，它的方塊電阻太小，只能用于實現較小的電阻。為了獲得最佳溫度測量效果，本申請對tsmc0.18μmcmos工藝中常用的電阻進行溫度測試，設定電源電壓vdd＝1.2v，設置各類型電阻在20℃時電阻約為5kω。在直流仿真中對電阻的溫度特性進行掃描，掃描范圍為－40～150℃。各種類型電阻的溫度特性曲線如圖5所示。圖中，rnwell表示n阱電阻，rnplus表示n+擴散電阻，rphpoly和rnhpoly分別為p型和n型摻雜的高歐姆(high-ohmic)多晶硅電阻。由仿真結果可知n阱電阻rnwell擁有正的溫度系數，且溫度系數最大，最適合用于產生溫度敏感的電流，并可以提高溫度傳感器的靈敏度。相對的，p型摻雜的多晶硅電阻溫度系數最小，通常用于需要溫度不敏感的電路。若不考慮非線性的情況，根據電阻的溫度系數計算公式：其中t1＝－40℃，t2＝150℃，r1＝4.33kω，r2＝7.83kω，計算可得rnwell的溫度系數約為4.25×10-3/℃。在一種優選實施方式中，rc振蕩器的工作電源電壓vdd由片外穩壓電源產生。在本發明的cmos溫度傳感器中，若溫度敏感電流受到電源電壓變化的影響，則會使最終測溫結果產生偏差，降低溫度傳感器的精度。為了降低電源電壓變化影響，在本發明設計的溫度傳感器中，1.2v的電源電壓通過片外ldo穩壓器獲得，而不是由片上電路產生的。片外ldo穩壓器(型號為spx3819m5-l-1-2/tr)能夠提供一個在－40～125℃溫度范圍內，精確度為±1％的1.2v電壓。因此，直接利用v-i轉換電路結合溫度系數較大的n阱電阻，運放使用與電源無關的偏置電路，即可產生所需的溫度敏感的電流。參見圖6，所示為為本發明中運算放大器的電路原理圖，運算放大器amp1進一步包括第六nmos管nm6、第七nmos管nm7、第八nmos管nm8、第九nmos管nm9、第十nmos管nm10、第十一nmos管nm11、第十二nmos管nm12、第十三nmos管nm13、第十四nmos管nm14、第七pmos管pm7、第八pmos管pm8、第九pmos管pm9、第十pmos管pm10、第十一pmos管pm11、第十二pmos管pm12、第十三pmos管pm13、第十四pmos管pm14、第五電阻r5、第六電阻r6、第七電阻r7和第八電阻r8，其中，第七pmos管pm7的柵極與偏置biasp端相連接，第七pmos管pm7的源極、第八pmos管pm8的源極、第九pmos管pm9的源極、第十一pmos管pm11的源極、第十三pmos管pm13的源極、第六nmos管nm6的漏極和第八電阻r8的一端共同與電源輸入vdd端相連接，第七pmos管pm7的漏極與第六nmos管nm6的源極、第七nmos管nm7的柵極、第八nmos管nm8的柵極及漏極、第九nmos管nm9的柵極、第十nmos管nm10的柵極和第十一nmos管nm11的柵極相連接并共同與基準電壓vref端連接；第八電阻r8的另一端與第六nmos管nm6的柵極和第七nmos管nm7的漏極相連接，第九nmos管nm9的漏極與第八pmos管pm8的漏極及柵極、第十pmos管pm10的柵極、第十二pmos管pm12的柵極和第十四pmos管pm14的柵極相連接，第九nmos管nm9的源極與第五電阻r5的一端相連接；第九pmos管pm9的漏極與第十pmos管pm10的源極相連接；第九pmos管pm9的柵極與第十一pmos管pm11的柵極、第十三pmos管pm13的柵極、第十pmos管pm10的漏極和第十nmos管nm10的漏極相連接，第十nmos管nm10的源極與第六電阻r6的一端相連接；第十一pmos管pm11的漏極與第十二pmos管pm12的源極和第十一nmos管nm11的漏極相連接；第十一nmos管nm11的源極與第十二nmos管nm12的源極和第七電阻r7的一端相連接；第十三pmos管pm13的漏極與第十四pmos管pm14的源極和第十二nmos管nm12的漏極相連接，第十二nmos管nm12的柵極與運算放大器反向輸入端v-相連接；第十二pmos管pm12的漏極與第十四nmos管nm14的柵極和第十三nmos管nm13的柵極及漏極相連接，第十四nmos管nm14的漏極與第十四pmos管pm14的漏極相連接作為運算放大器輸出vout端；第七nmos管nm7的源極、第八nmos管nm8的源極、第十三nmos管nm13的源極、第十四nmos管nm14的源極、第五電阻r5的另一端、第六電阻r6的另一端和第七電阻r7的另一端共同與gnd端相連接。上述運算放大器電路中，運放采用折疊式共源共柵結構，由兩級放大器構成。nm11和nm12構成輸入差分對，是放大器的共源級，電阻r7為差分對提供尾電流。pm12和pm14構成電路的共柵增益級，pm11和pm13構成恒流源既作為第一級的有源負載同時也為第二級電路提供電流源，nm13和nm14為鏡像電流源，作為電路的有源負載同時也起到雙端轉單端的作用。由于運算放大器的偏置電路直接鏡像iref作為偏置電流，避免了使用帶隙電壓源為電路提供參考電壓，從而使rc振蕩器能夠產生穩定的bisap偏置電壓，從而確保充電電流ic的穩定。在一種優選實施方式中，本發明電路中主要參數的優選值如下表1所示：表1rc振蕩器主要參數優選值參數值ic160uairef80uac1、c2w＝20um，l＝2umr00.63kωr11.27kωr22.51kωr33.77kωnm11、nm12w＝10um，l＝2umnm13、nm14w＝4um，l＝4umpm11、pm13w＝40um，l＝2umpm12、pm14w＝20um，l＝1umr724kω本發明設計的rc振蕩器電路基于smic0.13umcmos工藝繪制版圖，同時能夠采用smic0.13umcmos工藝流片為rc振蕩器芯片。為了驗證本發明rc振蕩器的技術效果，通過電路仿真和實際電路測試兩個途徑來獲得實驗數據。由上表可知，設定其電阻值大小為r3＝3.77kω，r2＝2.51kω，r1＝1.26kω，r0＝0.63kω，阻值的設定使電阻值能夠在3.77～8.18kω之間以11％的步長進行調節。freq0、freq1、freq2為數字控制信號，分別作用于3個nmos開關管，用于控制對應電阻是否接入電路，以控制總接入電阻的大小。rint_en信號為內部電阻使能信號，當rint_en信號為高電平時，開關管nm4導通，nm3截止，內部電阻陣列工作。當rint_en信號為低電平時，rint_en信號通過反相器接到nmos開關管nm3，nm3導通，nm4截止，此時相當于內部電阻為無窮大，外部電阻決定電路總的接入電阻。若外部電阻使用溫度敏感的電阻則可以用于測量電路板上的溫度。設定電源電壓vdd＝1.2v，電路接入總電阻rnwell＝5.6kω，電路中其余器件的參數按上表進行設定。在直流仿真中對電路的溫度特性進行掃描，掃描范圍為－40～150℃。輸出溫度敏感電流的仿真結果如圖7所示。由圖7可知，在溫度從－40變化到150℃時，電路輸出電流從90.92μa變化到56.05μa。計算可得電流的溫度系數約為3.27×10-3/℃。參見圖8，本發明還公開了一種基于rc振蕩器的片上溫度檢測方法，包括以下步驟：步驟s1：通過rc振蕩器產生一定頻率的時鐘信號，所述時鐘信號的頻率隨溫度變化；步驟s2：通過計數器獲取時鐘信號的頻率；步驟s3：cpu通過查表法得到當前時鐘信號頻率對應的溫度值。在一種優選實施方式中，還包括以下步驟：在存儲器中預先存儲頻率-溫度的查找表。在一種優選實施方式中，還包括以下步驟：cpu根據當前溫度值控制rc振蕩器調整輸出時鐘信號的頻率。采用上述技術方案，利用rc振蕩器工作的溫度特性，將溫度的變化反映到振蕩器輸出時鐘頻率的變化，cpu通過讀取頻率計數值，就可以得到當前芯片內核的溫度，從而可以通過調整電路的工作主頻，以控制芯片的整體功耗，間接調節芯片的工作溫度。從而無需額外在芯片中設置溫度傳感器，大大降低了溫度傳感器所占用的芯片面積，同時能夠滿足各種時鐘控制的應用需求。以下再詳細介紹本發明基于rc振蕩器的片上溫度檢測方法實際過程。首先對芯片進行頻率-溫度測試，以獲得查找表。測試方法如下實際步驟如下：1)設置圖2中的rint_en信號為高電平，即使用內部電阻作為感溫元件。設置freq0為低電平，freq1為低電平，freq2為高電平，使內部電阻總大小為5.6kω。由于示波器測量頻率范圍的限制，以及為了提高測量的準確性，設置溫度傳感器輸出信號再經過10分頻后，輸出到引腳。2)設置高低溫試驗箱的溫度為x℃，當溫度達到指定值后，等待10分鐘，以保證芯片溫度穩定。3)通過pc機使能溫度傳感器。4)使用示波器測量頻率輸出引腳上時鐘信號的頻率，并記錄數據。5)通過pc機關閉溫度傳感器。6)重復(2)、(3)、(4)、(5)步，完成不同溫度下頻率的測量。頻率-溫度測試結果如表2所示。表2頻率-溫度測試數據將表2中的數據用matlab繪制成散點圖，并進行多項式擬合，如圖9所示。并得到的多項式擬合公式為f(t)＝-0.0761t+27.51數據擬合后得到查找表如表3所示。其余電阻值下的系數可通過相同的測試獲得，本文不再贅述。實際測溫時，首先獲得當前溫度傳感器的輸出頻率，然后通過當前芯片所設置的freq0、freq1和freq2的值查表找到對應的溫度系數，最后計算得到溫度值。表3查找表為了驗證查找表測溫的正確性，并得到溫度傳感器的測溫精度，進行以下步驟的測試。1)芯片初始化過程同上。2)隨機選取－10～80℃中的10個溫度值t1、t2…t10。3)設置高低溫試驗箱為其中一個溫度值tn，其中1≤n≤10。4)待溫度穩定后等待10分鐘，測試溫度傳感器的輸出時鐘頻率值fn。5)根據fn的值查表并計算出對應的溫度值，并與tn比較，計算測溫偏差。6)重復步驟(3)、(4)、(5)獲得多組測溫數據。精度測試結果如表4所示。表4精度測試表根據表4所得結果可知，本發明所設計的溫度傳感器精度在±3℃以內。另外，可見表4中的溫度誤差值都為正，其原因是由于多項式擬合得到的頻率-溫度公式存在一定誤差。但在實際使用中，使用多項式擬合得到的公式，使溫度測量值的誤差小于3℃，已經能夠滿足sd/mmc控制器芯片的應用需要，且實際操作簡單、效率高，并無需額外設置溫度傳感器。以上實施例的說明只是用于幫助理解本發明的方法及其核心思想。應當指出，對于本
技術領域：
的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以對本發明進行若干改進和修飾，這些改進和修飾也落入本發明權利要求的保護范圍內。對所公開的實施例的上述說明，使本領域專業技術人員能夠實現或使用本發明。對這些實施例的多種修改對本領域的專業技術人員來說將是顯而易見的，本發明中所定義的一般原理可以在不脫離本發明的精神或范圍的情況下，在其它實施例中實現。因此，本發明將不會被限制于本發明所示的這些實施例，而是要符合與本發明所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的范圍。當前第1頁12