低壓差線性穩壓器的制作方法

本發明涉及電源管理技術領域，特別是涉及一種低壓差線性穩壓器(lowdropoutregulator,ldo)。

背景技術：

低壓差線性穩壓器具有成本低、輸出電壓穩定、低輸出紋波、低噪聲以及無電磁干擾等優點，因此被廣泛應用于通信設備、汽車電子產品和醫療儀器設備中。

圖1為傳統的低壓差線性穩壓器結構的示意圖。如圖1所示，傳統的低壓差線性穩壓器包括誤差放大器ea1、分壓電路、輸出晶體管t。系統通過分壓電路(包括電阻r1和r2)對輸出電壓vo進行分壓采樣生成反饋電壓vfb。誤差放大器ea1的一個輸入端接收該反饋電壓vfb，另一輸入端接收參考電壓vref，誤差放大器ea1的輸出端連接輸出晶體管t的柵極。誤差放大器ea1將反饋電壓vfb與參考電壓vref進行比較后，將其差值放大后用于驅動輸出晶體管t的柵極。

當由于負載條件或其他條件使得輸出電壓vo發生變化時，誤差放大器ea1的輸出電壓也會隨之改變，進而控制輸出晶體管t的導通程度，從而使輸出電壓vo保持不變。

然而，當外部條件變化導致輸出電壓vo變化時，對變化的響應速度是考察低壓差線性穩壓器性能的重要指標。例如，在負載電流發生急劇變化時，輸出電壓vo也會急劇變化，這種變化通過分壓電阻反饋到誤差放大器ea1的輸入端，而誤差放大器ea1的響應需要一定的時間，使得輸出晶體管t的柵極不能很快的響應輸出電壓的急劇變化，影響輸出電壓的穩定性和低壓差線性穩壓器的響應特性。

技術實現要素：

有鑒于此，本發明提供一種低壓差線性穩壓器，具有更快的響應速度，能夠快速抑制低壓差線性穩壓器的輸出電壓的變化。

基于本發明的實施方式，本發明提供一種低壓差線性穩壓器，包括：分壓電路，用于根據所述低壓差線性穩壓器的輸出電壓產生反饋電壓；誤差放大器，包括第一輸入端和第二輸入端，所述第一輸入端接收參考電壓以及所述第二輸入端接收所述反饋電壓，所述誤差放大器將所述反饋電壓和所述參考電壓進行比較，并根據比較結果從所述誤差放大器的輸出端生成驅動電壓；輸出晶體管，包括耦接至所述誤差放大器的輸出端的第一端，以及耦接至所述分壓電路并輸出所述輸出電壓的第二端；電流反饋電路，包括輸入控制端和電流輸出端，所述輸入控制端接收所述輸出電壓，所述電流輸出端耦接所述誤差放大器的第一輸入端，其中所述電流反饋電路響應于所述輸出電壓的變化產生反饋電流至所述誤差放大器的第一輸入端。

本發明提供的低壓差線性穩壓器具有更快的響應速度，能夠快速抑制低壓差線性穩壓器的輸出電壓的變化，以保持低壓差線性穩壓器的輸出電壓的平穩。

附圖說明

圖1是為傳統的低壓差線性穩壓器結構的示意圖；

圖2是本發明一實施方式中的低壓差線性穩壓器的結構示意圖；

圖3為輸出晶體管的輸出電流隨時間變化，現有技術中低壓差線性穩壓器的輸出電壓、誤差放大器的參考電壓和驅動輸出晶體管的電壓隨時間隨時間變化，本發明低壓差線性穩壓器中輸出電壓、誤差放大器的參考電壓以及驅動輸出晶體管的電壓隨時間變化的示意圖。

具體實施方式

本發明公開了一種低壓差線性穩壓器，如圖2所示，圖2是本發明一實施方式中的低壓差線性穩壓器的結構示意圖。該低壓差線性穩壓器包括分壓電路10、誤差放大器ea1、輸出晶體管t和電流反饋電路11。

分壓電路10根據低壓差線性穩壓器的輸出電壓vo產生反饋電壓vfb。具體地，分壓電路10包括第一電阻器r1和第二電阻器r2，第一電阻器r1的第一端與輸出晶體管t的第二端連接，第一電阻器r1的第二端與第二電阻器r2的第一端連接，第二電阻器r2的第二端接地gnd。在本實施例中，由第一電阻器r1的第二端和第二電阻器r2的第一端輸出反饋電壓vfb，即，以第二電阻器r2的電壓作為反饋電壓vfb。應理解，第一電阻器r1和第二電阻器r2的電阻值根據實際需要特定設置。

誤差放大器ea1包括第一輸入端和第二輸入端，分別接收反饋電壓vfb與參考電壓vref1，將反饋電壓vfb與參考電壓vref1進行比較，并根據比較結果在誤差放大器ea1的輸出端生成電壓vea1，并經緩沖器bf緩沖后形成用于驅動晶體管t的驅動電壓vg。具體地，在此實施方式中，誤差放大器ea1的正相輸入端接收參考電壓vref1，誤差放大器ea1的反相輸入端耦接于第一電阻器r1的第二端和第二電阻器r2的第一端之間，以接收反饋電壓vfb。誤差放大器ea1比較反饋電壓vfb與參考電壓vref1，并將二者的差值放大后經緩沖器bf緩沖形成驅動電壓vg，用于驅動輸出晶體管t。

在本實施方式中，圖2所示的低壓差線性穩壓器還可以包括電壓跟隨器12，其輸入電壓vbg與該低壓差線性穩壓器處于穩定狀態時的反饋電壓vfb相等，其輸出端與誤差放大器ea1的第一輸入端連接。因此，在輸出電壓vo處于穩定狀態時，誤差放大器ea1接收的參考電壓vref1與電壓跟隨器12的輸入電壓vbg相等，此時參考電壓vref1值為其初始值。通過該電壓跟隨器12，將該低壓差線性穩壓器與其他電路(例如提供參考電壓vref1初始值的電路)相隔離，可以避免低壓差線性穩壓器負載條件變化時對參考電壓提供電路造成影響。

輸出晶體管t的第一端通過緩沖器bf與誤差放大器ea1的輸出端連接，輸出晶體管t的第二端耦接分壓電路10并輸出輸出電壓vo，即，輸出晶體管t的第二端作為低壓差線性穩壓器的輸出端，輸出晶體管t 的第三端作為低壓差線性穩壓器的輸入端，接收輸入電壓vin。

在本實施例中，輸出晶體管t可以為n型mos管，輸出晶體管t的第一端為n型mos管的柵極，輸出晶體管t的第二端為n型mos管的源極，輸出晶體管t的第三端為n型mos管的漏極。

應理解，在其他實施例中，輸出晶體管t可以為npn型三極管，輸出晶體管t的第一端為npn型三極管的基極，輸出晶體管t的第二端為npn型三極管的發射極，輸出晶體管t的第三端為npn型三極管的集電極。

在一些實施方式中，在圖2所示的低壓差線性穩壓器中，誤差放大器ea1的輸出端還可以不通過緩沖器bf而直接與輸出晶體管t的第一端連接，即誤差放大器ea1的輸出端的電壓直接為驅動輸出晶體管t的驅動電壓vg。

電流反饋電路11包括輸入控制端和電流輸出端，其輸入控制端接收該低壓差線性穩壓器的輸出電壓vo，電流輸出端耦接至誤差放大器ea1的參考電壓vref1端，即誤差放大器ea1的正向輸入端。

電流反饋電路11用于根據低壓差線性穩壓器的輸出電壓vo的變化生成反饋電流，反饋電流通過其電流輸出端施加至誤差放大器ea1的正相輸入端，以導致參考電壓vref1在其初始值的基礎上發生變化，影響輸出晶體管t的驅動電壓vg，從而對輸出電壓vo的變化進行抑制。

具體地，在本實施方式中，電流反饋電路11包括第一電流鏡電路、第二電流鏡電路、第一電容器c1和第二電容器c2。第一電流鏡電路的控制端通過第一電容器c1耦接至電流反饋電路11的輸入控制端，第二電流鏡電路的控制端通過第二電容器c2耦接至電流反饋電路11的輸入控制端。即，第一電容器c1的第一端耦接電流反饋電路11的輸入控制端，第一電容器c1的第二端耦接第一電流鏡電路的控制端；第二電容器c2的第一端耦接耦接電流反饋電路11的輸入控制端，第二電容器c2的第二端耦接第二電流鏡電路的控制端。第一電流鏡電路的輸出端和第二電流鏡電路的輸出端共同連接至電流反饋電路11的電流輸出端。

其中，第一電流鏡電路包括晶體管t1、晶體管t2和第一電流源is1。 第二電流鏡電路包括晶體管t3、晶體管t4和第二電流源is2。在此實施方式中，晶體管t1和晶體管t2為pmos晶體管，晶體管t3和晶體管t4為nmos晶體管。但在其他實施方式中，晶體管t1、t2、t3、t4并不限于此，只要能實現本申請中電流鏡電路的功能即可，本領域技術人員可以采用其他類型的晶體管。

晶體管t1和晶體管t2的柵極相連接作為第一電流鏡電路的控制端，晶體管t1和晶體管t2的漏極共同連接至第一固定電壓(例如，電源電壓vcc)，晶體管t1的源極作為第一電流鏡電路的的輸出端，晶體管t2的源極通過第一電流源is1連接至第二固定電壓(例如，接地電壓gnd)，并且晶體管t2的源極和柵極接通。晶體管t3和晶體管t4的柵極相連接作為第二電流鏡電路的控制端，晶體管t3和晶體管t4的源極共同連接至第二固定電壓(例如，接地電壓gnd)，晶體管t3的漏極作為第二電流鏡電路的的輸出端，晶體管t4的漏極通過第二電流源is2耦接至第一固定電壓，并且晶體管t4的漏極和柵極接通。

此外，在一些實施方式中，在低壓差線性穩壓器的輸出端還可以通過第三電容器c3接地，第三電容器c3的一端連接輸出晶體管t的第二端，另一端接地gnd。第三電容器c3是重要的電荷存儲和提供器件，能有效減小由于負載電流急劇變化時輸出電壓的跌落和過沖。

在本實施方式中，反饋電壓vfb與輸出電壓vo是線性比例關系，具體如下式所示：

vfb＝vo*r2/(r1+r2)(1)

其中，r1為第一電阻器，r2為第二電阻器。即，反饋電壓vfb隨輸出電壓vo成正比例地變化。

輸出至輸出晶體管t的驅動電壓vg的變化量δvg與參考電壓vref1和反饋電壓vfb的差值是線性比例關系，具體如下式所示：

δvg＝a*[vref1-vfb](2)

其中，a為誤差放大器ea1的放大倍數，[vref1-vfb]表示參考電壓vref1與反饋電壓vfb的差值。

在低壓差線性穩壓器處于穩定狀態時，輸出電壓vo變化為零。此 時，第一電流鏡電路中第一電流源is1的提供的電流與第二電流鏡電路中第二電流源is1的提供的電流相等，晶體管t1源極的電流ic與晶體管t3漏極的電流ib相等。由于電流反饋電路11的電流輸出端的電流ia＝ic-ib，因而，此時電流反饋電路11的電流輸出端的電流ia為零。此時，誤差放大器ea1的第一輸入端的參考電壓vref1與電壓跟隨器12的輸入電壓vbg和反饋電壓vfb相等，誤差放大器ea1輸出端的電壓vea1(經緩沖器后形成驅動輸出晶體管t的驅動電壓vg)為取決于負載電流(即輸出電流)io的一個初始固定值vinitial。在低壓差線性穩壓器連接的負載rl確定的情況下，該初始固定值vinitial為確定值。在負載rl發生變化而導致輸出電壓vo發生變化時，驅動電壓vg為其初始固定電壓vinitial加上其變化量δvg。

下面結合圖2和圖3對該低壓差線性穩壓器的工作原理進行說明。

其中，圖3為輸出晶體管的輸出電流io隨時間變化，現有技術中低壓差線性穩壓器的輸出電壓vo’、誤差放大器的參考電壓vref1’和輸出晶體管t的驅動電壓vg’隨時間變化，本發明低壓差線性穩壓器中輸出電壓vo、誤差放大器的參考電壓vref1以及輸出晶體管t的驅動電壓vg隨時間變化的示意圖。

具體地，在時間t1之前，低壓差線性穩壓器處于穩定狀態，輸出電壓vo變化為零，電流反饋電路11的電流輸出端的電流ia為零，誤差放大器ea1的參考電壓vref1與反饋電壓vfb相等，驅動電壓vg的變化值δvg為零。

從時間t1開始，輸出晶體管t的輸出電流io逐漸下降，輸出電壓vo由穩定狀態開始上升，即第一電容器c1的第一端的電壓和第二電容器c2的第一端的電壓也上升，由于電容器兩端電壓的連續性，使得第一電容器c1的第二端(即第一電流鏡電路的控制端)的電壓以及第二電容器c2的第二端(即第二電流鏡電路的控制端)的電壓也跟隨著輸出電壓vo上升，從而，晶體管t1的柵極的電壓和晶體管t3的柵極的電壓上升。因此，晶體管t1源極的電流ic減小，而晶體管t3漏極的電流ib增加，而在時間t1之前的穩定狀態時，電流ic與電流ib相等。 因而，從時間t1開始，電流反饋電路11的電流輸出端的電流ia(ia＝ic-ib)為從誤差放大器ea1的正向輸入端流向電流反饋電路11的電流輸出端，并且電流ia的值逐漸增大，使得誤差放大器ea1的參考電壓vref1下降。

同時，反饋電壓vfb隨著上升的輸出電壓vo成比例地上升，由于經由誤差放大器ea1后δvg＝a*[vref1-vfb]，因而，在參考電壓vref1下降而反饋電壓vfb上升的情況下，驅動電壓vg更大幅度的下降，如圖3所示。而在現有技術中，誤差放大器ea1所接收的參考電壓vref1為固定值，在輸出電壓vo上升的過程中，誤差放大器正向輸入端的參考電壓vref1保持恒定值，只有反饋電壓vfb上升，因而驅動電壓vg’下降幅度小于本實施方式中的驅動電壓vg。

由于在本實施方式中輸出晶體管t的驅動電壓vg以更快的速率更大幅度下降，因而驅動電壓vg使得輸出晶體管t的導通程度迅速變小甚至截止，因而本發明中的輸出電壓vo與現有技術中不包含微分電路時的輸出電壓vo’相比，以更緩慢的速率上升，即本發明中輸出電壓vo的變化受到了更明顯的抑制。

到時間t2，輸出電壓vo的值達到最大電壓值后開始向穩定狀態回落，從圖3可以看出，在時間t1至t2期間，在電流反饋電路11和誤差放大器ea1的共同作用下，本實施方式中的輸出電壓vo比現有技術中輸出電壓vo’以更緩慢的速率并且更早地上升到其最高值，之后開始向穩定狀態回落。而現有技術中，直至時間t3，輸出電壓vo’才能上升到其最高值，之后才開始向穩定狀態回落，且輸出電壓vo’上升的最高值也高于輸出電壓vo上升的最高值。顯然，本實施方式中輸出電壓vo的變化受到了更明顯更快的抑制。

到時間t4，輸出電壓vo恢復至穩定狀態，相比現有技術中需要在時間t5輸出電壓vo’才恢復至穩定狀態，本發明的輸出電壓vo能夠更加快速地恢復到穩定狀態，大大地降低了電路的響應時間。

從時間t6開始，輸出晶體管t的輸出電流io逐漸上升，輸出電壓vo由穩定狀態開始下降，即第一電容器c1的第一端的電壓和第二電容器c2的第一端的電壓也開始下降，由于電容器兩端電壓的連續性，使 得第一電容器c1的第二端(即第一電流鏡電路的控制端)的電壓以及第二電容器c2的第二端(即第二電流鏡電路的控制端)的電壓也跟隨著輸出電壓vo下降，從而，晶體管t1的柵極的電壓和晶體管t3的柵極的電壓下降。因此，晶體管t1源極的電流ic增加，而晶體管t3漏極的電流ib減少，而在時間t1之前的穩定狀態時，電流ic與電流ib相等。因而，從時間t1開始，電流反饋電路11的電流輸出端的電流ia(ia＝ic-ib)從電流反饋電路11的電流輸出端流向誤差放大器ea1的正向輸入端，并且電流ia的值逐漸增大，使得誤差放大器ea1的參考電壓vref1迅速上升。

同時，反饋電壓vfb隨著下降的輸出電壓vo成比例地下降，由于經由誤差放大器ea1后δvg＝a*[vref1-vfb]，因而，在參考電壓vref1上升而反饋電壓vfb下降的情況下，驅動電壓vg以更大幅度的上升，如圖3所示。而在現有技術中，誤差放大器ea1所接收的參考電壓vref1為固定值，在輸出電壓vo下降的過程中，誤差放大器正向輸入端的參考電壓vref1保持恒定值，只有反饋電壓vfb下降，因而驅動電壓vg’上升幅度小于本實施方式中的驅動電壓vg。

由于在本實施方式中輸出晶體管t的驅動電壓vg以更快的速率更大幅度上升，因而驅動電壓vg使得輸出晶體管t的導通程度迅速變大，使得輸出晶體管t的第二端的電流增加，從而更大程度的向上拉升正在逐漸下降的輸出電壓vo，限制輸出電壓vo的進一步下降。本發明中的輸出電壓vo與現有技術中不包含電流反饋電路11時的輸出電壓vo’相比，以更緩慢的速率下降，即本發明中輸出電壓vo的變化受到了更明顯的抑制。

到時間t7，輸出電壓vo的值達到最小電壓值后開始向穩定狀態回升，從圖3可以看出，在時間t6至t7期間，在電流反饋電路11和誤差放大器ea1的共同作用下，本實施方式中的輸出電壓vo相比現有技術中輸出電壓vo’以更緩慢的速率并且更早地下降到其最低值，之后開始向穩定狀態回升。而現有技術中，直至時間t8，輸出電壓vo’才能下降到其最低值，之后才開始向穩定狀態回升，且輸出電壓vo’下降的最低 值也低于輸出電壓vo下降的最低值。顯然，本實施方式中輸出電壓vo的變化受到了更明顯更快的抑制。

到時間t9，輸出電壓vo恢復至穩定狀態，相比現有技術中需要在時間t10輸出電壓vo’才恢復至穩定狀態，本發明的輸出電壓vo能夠更加快速地恢復到穩定狀態，大大地降低了電路的響應時間。

因此，本發明中增加了電流反饋電路，通過以低壓差線性穩壓器的輸出電壓控制電流反饋電路的輸出電流，使得誤差放大器的參考電壓與反饋電壓相反地變化，從而增強了輸出晶體管t的驅動電壓的變化，因此能更快速的對輸出電壓的變化進行響應，快速抑制低壓差線性穩壓器的輸出電壓的變化，能夠有效保持低壓差線性穩壓器的輸出電壓的平穩。

以上僅為本發明的實施例，并非因此限制本發明的專利范圍，凡是利用本發明說明書及附圖內容所作的等效結構或等效流程變換，或直接或間接運用在其他相關的技術領域，均同理包括在本發明的專利保護范圍內。