一種零電壓零電流轉換PWM斬波電路的改進調制電路的制作方法

本發明涉及電力電子技術領域，具體為一種零電壓零電流轉換PWM斬波電路的改進調制電路。

背景技術：

現代電力電子開關，如：MOSFET功率管，當其工作頻率達到幾十到一百千赫茲時，開關管在導通或關斷的過程會產生較大的開關損耗，增大了電路損耗，影響能量轉換，干擾其他電子設備的正常使用，并加快電子器件老化速度縮短其使用壽命。這種類型的開關就是硬開關，而軟開關技術的引入可以減小開關管開通或關斷過程產生的開關損耗，提高電路工作效率，該技術具有方便、快捷、輕巧的優點。尤其在高頻化、高電壓、大功率的電力電子場合應用較多。

零轉換PWM電路近年來被許多研究者應用，零電流轉換PWM可以使電路中的開關管獲得較小的電流應力，且開關的定頻方式不易改變。

技術實現要素：

本發明的目的在于提供一種零電壓零電流轉換PWM的Boost電路基礎上對電路開關管的驅動信號作了一定改進，以解決上述背景技術中提出的問題。

為實現上述目的，本發明提供如下技術方案：一種零電壓零電流轉換PWM斬波電路的改進調制電路，包括直流側電源E₁、主開關管S₁、輔助開關S₂、諧振電感L₁、諧振電感L₂、諧振電感L₃、諧振電容C₁、二極管D₁、二極管D₃、二極管D₄、輸出側電阻R₁和輸出電容C₀，所述直流側電源E₁、諧振電感L₁、諧振電感L₂、二極管D₄、輸出電容C₀和輸出電阻R₁構成了Boost主電路；所述直流側電源E₁的正極連接于諧振電感L₂的一端，諧振電感L₂的另一端連接諧振電感L₁的一端和二極管D₃的負極；所述主開關管S₁反并聯二極管D₅，輔助開關S₂反并聯二極管D₂；所述二極管D₃的正極連接二極管D₂的正極；所述電感L₁的另一端連接于二極管D₄的正極和二極管D₅的負極；所述二極管D₅的負極還連接于二極管D₁的正極，二極管D₁的負極連接于二極管D₂的負極和諧振電容C₁的一端，諧振電容C₁的另一端連接于二極管D₅的正極和諧振電感L₃的一端；諧振電感L₃的另一端連接于直流側電源E₁的負極；所述二極管D₄的負極串聯輸出電容C₀并連接于直流側電源E₁的負極；在輸出電容C₀上并聯輸出側電阻R₁。

優選的，所述直流側電源E₁、諧振電感L₁、諧振電感L₂、主開關管S₁和諧振電感L₃串聯，二極管D₄的負極與輸出電容C₀形成一條支路，輸出電容C₀構成的支路并聯，主開關管S₁的發射極與諧振電感L₃串聯形成一條支路。

優選的，所述二極管D₁和二極管D₃為諧振電路，二極管D₄為Boost電路。

優選的，所述主開關管S₁的發射極連接于二極管D₅的正極，主開關管S₁的集電極連接于二極管D₅的負極。

優選的，所述主開關管S₂的發射極連接于二極管D₂的正極，主開關管S₂的集電極連接于二極管D₂的負極。

該改進調制電路工作過程為：

[t0,t1）：t0時刻，輔助開關S2利用電感電流在換路瞬間不能突變實現零電流開通，t0時刻后，流過輔助開關S2的電流iS2非線性增加，諧振電感L1上的電流iL1線性增大，諧振電感L2上的電流iL2線性降低，諧振電容C1上的電壓uC1非線性降低；

[t1,t2）：t1時刻，主開關管S1零電流開通，t1時刻后，流過主開關管S1上的電流iS1線性上升，二極管D4截止，諧振電容C1繼續向諧振電感L1、諧振電感L2放電，諧振電感L1上的電流iL1增大，諧振電感L2上的電流iL2減小，諧振電容C1上的電壓非線性降低，直到t2時刻諧振電容C1上的電壓uC1降為0，流過主開關管S1的電流iS1達到最大值, 諧振電感L2的電流iL2達到諧振最小值；

[t2]：t2時刻，諧振電容C1的諧振電容電壓uC1為零，二極管D1導通，諧振電感L1上的電流為iL1；

(t2,t3)：t2時刻后，諧振電感L1開始給諧振電容C1充電，二極管D1與諧振電容C1串聯而成的支路總電壓為零，主開關管S1上的電流iS1逐漸增大，輔助開關S2上的電流iS2逐漸逐漸減小，而諧振電感L1上的電流不變，諧振電感L2上的電流繼續增大，直到t3時刻流過兩個諧振電感的電流相等，電路進入下一個工作模態；

[t3,t4)：t3時刻，流過諧振電感L2上的電流iL2等于流過諧振電感L1上的電流iL1，二極管D1和二極管D2截止，則流過輔助開關S2的電流iS2為零，t3時刻后，流過諧振電感L1和諧振電感L2上的電流逐漸增大；

[t4, t5）：t4時刻，流過主開關管S1上的電流iS1達到最大值，流過輔助開關管S2的電流為零，該時刻輔助開關管S2實現零電流關斷，主開關管S1關斷，t4時刻后，二極管D1導通，諧振電感L1、L2和諧振電容C1諧振，諧振電容C1上的諧振電壓uC1逐漸增大，諧振電感L1、L2上的電流以同樣的速率下降，直到t5時刻諧振電容C1上的諧振電壓uC1達到最大值U0，該過程結束；

[t5, t6）：t5時刻，諧振電容C1上的諧振電壓uC1達到諧振峰值，諧振電容C1、直流側電源給諧振電感L1、諧振電感L2充電，直到t6時刻該模態結束，電路在該過程等效為Boost變換器，電路處于釋放能量的過程，電路進入下一工作周期。

與現有技術相比，本發明的有益效果是：本發明的零電壓零電流轉換PWM斬波電路的改進調制電路，通過對開關管調制策略進行改進，使主開關管S1實現零電流零電壓開通，輔助開關管S2實現零電流零電壓關斷，降低了電路損耗，提高了電路工作效率。

附圖說明

圖1為本發明的調制電路圖；

圖2為本發明的傳統調制信號；

圖3為本發明的改進調制信號；

圖4為本發明的零電壓零電流轉換PWM Boost電路的等效電路模態圖，其中：

(a) [t₀,t₁）階段等效電路圖；

(b) [t₁,t₂）階段等效電路圖；

(c) [t₂]時刻等效電路圖；

(d)(t₂,t₃)階段等效電路圖；

(e) [t₃,t₄)階段等效電路圖；

(f) [t₄, t₅）階段等效電路圖；

(g) [t₅, t₆）階段等效電路圖；

圖5為本發明的t₂時刻主開關管軟開通等效電路圖；

圖6為本發明的t₃時刻輔助開關管軟關斷等效電路圖。

具體實施方式

下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行親楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。

請參閱圖1-4，本發明提供一種技術方案：種零電壓零電流轉換PWM斬波電路的改進調制電路，包括直流側電源E₁、主開關管S₁、輔助開關S₂、諧振電感L₁、諧振電感L₂、諧振電感L₃、諧振電容C₁、二極管D₁、二極管D₃、二極管D₄、輸出側電阻R₁和輸出電容C₀，所述直流側電源E₁、諧振電感L₁、諧振電感L₂、二極管D₄、輸出電容C₀和輸出電阻R₁構成了Boost主電路，為分析方便，將電路輸入側的平波電抗L等效為兩個大小相等的諧振電感L₁和L₂；諧振電感L₁，諧振電感L₂，諧振電感L₃，諧振電容C₁，帶有反并聯二極管的輔助開關S₂和兩個二極管D₁、二極管D₃構成了輔助電路；所述直流側電源E₁的正極連接于諧振電感L₂的一端，諧振電感L₂的另一端連接諧振電感L1的一端和二極管D₃的負極；所述主開關管S₁反并聯二極管D₅，輔助開關S₂反并聯二極管D₂；所述二極管D₃的正極連接二極管D₂的正極；所述電感L1的另一端連接于二極管D₄的正極和二極管D₅的負極；所述二極管D₅的負極還連接于二極管D₁的正極，二極管D₁的負極連接于二極管D₂的負極和諧振電容C₁的一端，諧振電容C₁的另一端連接于二極管D₅的正極和諧振電感L₃的一端；諧振電感L₃的另一端連接于直流側電源E₁的負極；所述二極管D₄的負極串聯輸出電容C₀并連接于直流側電源E₁的負極；在輸出電容C₀上并聯輸出側電阻R₁；直流側電源E₁、諧振電感L₁、諧振電感L₂、主開關管S₁和諧振電感L₃串聯，二極管D₄的負極與輸出電容C₀形成一條支路，輸出電容C₀構成的支路并聯，主開關管S₁的發射極與諧振電感L₃串聯形成一條支路。二極管D₁和二極管D₃為諧振電路，二極管D₄為Boost電路；主開關管S₁的發射極連接于二極管D₅的正極，主開關管S₁的集電極連接于二極管D₅的負極；主開關管S₂的發射極連接于二極管D₂的正極，主開關管S₂的集電極連接于二極管D₂的負極。

（1）電路中的電子器件均為理想化。（2）將電路輸入側的平波電抗L等效為兩個電感L₁和L₂， L₁=L₂= L /2，且令諧振電感 L₁和L₂遠遠大于諧振電感L₃。（3）為了分析方便將諧振電感 L₃忽略不計。（4）在輔助開關管t₀時刻開通以前，諧振電容C₁上的諧振電容電壓u_C1達到諧振最大值U₀。

傳統調制信號：主開關S₁在t₁時刻開通只能實現零電流開通，而在t₂時刻，主開關管S₁上的電流和電壓均為0，主開關管S₁可實現零電流零電壓開通；在t₃時刻，輔助開關管S₂的電流和電壓為零，應該在該時刻實現輔助開關管S₂的零電流零電壓關斷。圖2為傳統調制信號，圖中實線箭頭分別表示主開關管需要改進的開通時刻和輔助開關管需要改進的關斷時刻，虛線箭頭表示二者需要改進的方向。

改進調制信號：主開關管S₁在t₁時刻開通，只能實現零電流開通，圖3中將主開關管S₁的開通時刻沿著橫坐標t向右移動到t₂時刻開通，主開關管S₁在該時刻可實現零電流零電壓開通；圖2中輔助開關管S₂在t₄時刻關斷，在該時刻輔助開關管S₂只能實現零電流關斷，圖3中將輔助開關管S₂的關斷時刻沿著坐標軸向左移動到t₃時刻關斷，輔助開關管S₂在該時刻可實現零電流零電壓關斷。

依據以上改進分析，共包括7個工作模態過程：

第一個模態：t₀時刻，輔助開關管S₂利用電感電流在換路瞬間不能突變實現零電流電流開通，t₀時刻后，流過輔助開關管S₂的電流i_S2非線性增加，諧振電感L₁上的電流i_L1線性增大，諧振電感L₂上的電流i_L2線性降低，諧振電容C₁上的電壓u_C1非線性降低；

第二個模態：t₁時刻，主開關管S₁零電流開通，t₁時刻后，流過主開關管S₁上的電流i_S1線性上升，二極管D₄截止，諧振電容C₁繼續向諧振電感L₁、L₂放電，諧振電感L₁上的電流i_L1增大，諧振電感L₂上的電流i_L2減小，諧振電容C₁上的電壓非線性降低，直到t₂時刻諧振電容C₁上的電壓u_C1降為0，流過主開關管S₁的電流i_S1達到最大值, 諧振電感L₂的電流i_L2達到諧振最小值；

第三個模態：t₂時刻，諧振電容C₁的諧振電容電壓u_C1為零，二極管D₁導通，諧振電感L₁上的電流為i_L1；

第四個模態：t₂時刻后，諧振電感L₁開始給諧振電容C₁充電，二極管D₁與諧振電容C₁串聯而成的支路總電壓為零。由A節點KCL定理，流過主開關管S₁上的電流i_S1迅速下降。主開關管S₁上的電流i_S1逐漸增大，輔助開關管S₂上的電流i_S2逐漸逐漸減小，而諧振電感L₁上的電流不變，諧振電感L₂上的電流繼續增大，直到t₃時刻流過兩個諧振電感的電流相等，電路進入下一個工作模態；

第五個模態：t₃時刻，流過諧振電感L₂上的電流i_L2等于流過諧振電感L₁上的電流i_L1，二極管D₁和二極管D₂截止，則流過輔助開關管S₂的電流i_S2為零，t₃時刻后，流過諧振電感L₁和諧振電感L₂上的電流逐漸增大；

第六個模態：t₄時刻，流過主開關管S₁上的電流i_S1達到最大值，流過輔助開關管S₂的電流為零，該時刻輔助開關管S₂實現零電流關斷，主開關管S₁關斷，t₄時刻后，二極管D₁導通，諧振電感L₁、L₂和諧振電容C₁諧振，諧振電容C₁上的諧振電壓u_C1逐漸增大，諧振電感L₁、L₂上的電流以同樣的速率下降，直到t₅時刻諧振電容C₁上的諧振電壓u_C1達到最大值U₀，該過程結束；

第七個模態：t₅時刻，諧振電容C₁上的諧振電壓u_C1達到諧振峰值，諧振電容C₁、直流側電源給諧振電感L₁、L₂充電，直到t₆時刻該模態結束。電路在該過程等效為Boost變換器，電路處于釋放能量的過程，電路進入下一工作周期。

模態3[t₂]：

如圖5所示，t₂時刻，由于諧振電容C₁上的電壓u_C1為零，二極管D₁導通，因此，二極管D₁與諧振電容C₁串聯而成的支路的總電壓為零，并且流過主開關S₁上的電流為0，因此，在該時刻可以實現主開關管S₁的零電流零電壓開通。

（2）模態5[t₃,t₄)：

如圖6所示，t₃時刻，流過諧振電感L₂上的電流i_L2等于流過諧振電感L₁上的電流i_L1，由KCL定律可得，流過輔助開關管S₂的電流為0，由于t₂至t₃時間段流過諧振電感L₁上的電流為恒值，則輔助開關管S₂兩端的電壓u_S2為零，因此，在t₃時刻輔助開關管S₂實現零電流零電壓關斷，t₃時刻以后，電路在該過程等效為Boost儲能過程。

以上所述，僅為本發明較佳的具體實施方式，但本發明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術范圍內，根據本發明的技術方案及其發明構思加以等同替換或改變，都應涵蓋在本發明的保護范圍之內。