專利名稱：電源設備和開關式電源設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種產生DC(直流)電壓電源設備，并涉及一種有效的應用于開關調節器中的電流檢測的技術，例如，涉及一種用于驅動構成開關式電源設備的功率晶體管的電源驅動電路、一種結合該電路的驅動模塊以及一種有效的應用于使用該模塊的開關式電源的技術，其中開關式電源設備通過PWM(脈寬調制)控制模式執行開關控制以轉換輸入電壓和輸出電壓。
背景技術：
近年來，在許多電子單元中安裝微處理器作為系統控制裝置。而且，微處理器(以下稱作“CPU”)的工作頻率有越來越高的趨勢，因此最大工作電流也隨著工作頻率的增加而增加。在許多電子單元或結合CPU的類似單元中采用一種系統，其中將通過開關調節器降低電池電壓而獲得的工作電流供給CPU。然而，近年來，需要一種能夠輸出低電壓和大電流的開關調節器作為用于這樣的微機系統的開關調節器。
因此，提出多相電源系統，其中并聯了多個開關式電源，以增加電流供應量。在這樣的電源系統中，必須檢測通過線圈的電流，并且必須反饋每個電源(相)的功率晶體管的驅動信號，以便每個相通過相等的電流。一種用于檢測電流以防止過量電流通過線圈的技術是已知的，其不具有用于檢測電流以防止過量電流的高精度，而是具有用于檢測電流以執行反饋控制的相對高精度。
下面的系統被認為是用于檢測流過線圈的電流的系統例如，一種用于檢測串聯到線圈的電流檢測電阻器兩端之間電壓的系統，如圖1所示；一種在使用MOSFET作為流經線圈的電流通過的功率晶體管的系統中用于檢測功率MOS晶體管的源極和漏極之間電壓的系統，如圖2所示；以及一種系統(以下稱作感測MOS晶體管系統)，其中并聯到功率晶體管的電流檢測晶體管串聯到電阻器，并且其中與輸出功率晶體管的電流成比例的電流通過電流檢測晶體管以檢測電阻器兩端的電壓，如圖3所示。在此，一種公知的用于通過感測MOS晶體管系統來檢測流過功率晶體管的電流的技術被公開在例如專利文件1中。
專利文件1日本未審查的專利公開No.06-180332。
如圖1所示，使用串聯到線圈的電流檢測電阻器的系統因為流過線圈的電流恰好流過電流檢測電阻器，所以會出現功率損耗相當大的問題。此外，如圖2所示，用于檢測功率MOS晶體管源極和漏極之間電壓的系統，由于功率MOS晶體管制造過程中的變化以及溫度波動導致的檢測值的變化很大，所以會出現不能獲得高檢測精度的問題。另外，也考慮在圖2所示的調節器中使用具有小導通電阻的晶體管作為功率MOS晶體管。但在此情況下，例如當25A的額定電流通過具有2.5mΩ的導通電阻的功率MOS晶體管時，源極和漏極之間的電壓只有大約60mV，其很難檢測。
此外，在圖3所示的感測MOS系統中，電流檢測MOS晶體管的漏極電壓由于感測電阻器中的壓降而變得更高。因此，如果感測電阻器兩端的電壓與功率MOS晶體管的漏極和源極之間電壓Vd相比不足夠小，則電流檢測MOS晶體管和功率MOS晶體管在偏置條件下彼此不同，因此與通過功率MOS晶體管的電流成比例的電流不能通過感測MOS晶體管，這導致了檢測精度降低。由于此原因，需要具有足夠小的電阻的電阻器用作感測電阻器。然而，電阻器兩端電壓變小，會出現難于檢測該電壓的問題。
在這方面，專利文件1公開了一種電流檢測電路，其中與輸出電阻器并聯的提供電流檢測晶體管用于流過通過線圈的電流，并且其中通過使用運算放大器使電流檢測晶體管的源極(發射極)電壓等于輸出晶體管的源極(發射極)電壓以精確地通過1/N電流。但是，專利文件1公開的電流檢測電路涉及所謂的串聯調節器，調節器持續地控制輸出晶體管的柵極(基極)電壓以產生預定的輸出電壓，并且專利文件1公開的電流檢測電路與本發明開關式設備在目標上不同。此外，該電流檢測電路與本發明的開關式電源設備在檢測電壓的方式上也不同。此外，在專利文件1公開的發明中，當產生的電壓Vout很低時，電流檢測電阻器兩端之間產生的電壓Vsns很小，因此很難檢測。具體言之，當假設MOS晶體管的源極和漏極之間電壓為Vds時，Vsns＝Vout-Vds。因此，當Vout很低時，不能產生足夠的檢測電壓。
發明內容
本發明的一個目的是提供產生小的功率損耗并具有高效率程度的開關式電源裝置，以及適用于該裝置的電源驅動電路和模塊。
本發明的另一個目的是提供開關式電源裝置以及適用于該裝置的電源驅動電路和模塊，該開關式電源裝置能夠以高精度檢測流過線圈的電流，即使輸出功率晶體管的特性隨制造和溫度的變化而改變，其也能夠以高精度控制電流。
本發明的又一個目的是提供開關式電源裝置以及適用于該裝置的電源驅動電路和模塊，該開關式電源裝置能夠以高精度檢測流過線圈的電流，即使輸出功率晶體管的導通電阻很小，其也能夠以高精度控制電流。
根據本發明的說明和附圖，本發明上述的目的、其它目的和新的特征將更加清楚。
下面將簡單地說明本申請中所公開的本發明的典型方面。
即，開關式電源裝置通過PWM模式切換其中流過作為電感的線圈的電流的功率晶體管，以轉換(升高或降低)輸入電壓并輸出轉換的電壓，構成開關式電源裝置的電源驅動電路具有電流檢測晶體管，電流檢測晶體管和功率晶體管在它們的漏極端或集電極端相連接，并具有施加到其控制端的與功率晶體管相同的驅動電壓；電流檢測電阻器，其連接到電流檢測晶體管的源極端或發射極端；運算放大器電路，其一個輸入端連接到電阻器與電流檢測晶體管之間的連接節點，其另一個輸入端具有與功率晶體管的源極電壓或發射極電壓相同的電壓，并且被設置成形成反饋環路以使運算放大器電路的一對輸入端處于相同的電位并且使電流檢測電阻器產生的信號作為電流檢測信號而輸出。
更具體地，在電源驅動電路中，尺寸小于低電位側功率晶體管的電流檢測晶體管通過相同的工藝形成，并與功率晶體管具有相同的特性，電流檢測電阻器并聯到功率晶體管，并將與功率晶體管相同的控制電壓施加在電流檢測晶體管的控制端。此外，在電源驅動電路中提供運算放大器，電流檢測晶體管與電流檢測電阻器之間的連接節點的電位施加在運算放大器的倒相輸入端，運算放大器具有連接在電流檢測電阻器另一端與電源電壓端之間的偏置晶體管，運算放大器的輸出電壓施加到偏置晶體管的控制端，與功率晶體管的源極電壓或發射極電壓相同的電壓施加到運算放大器的非倒相輸入端，偏置晶體管的源極電壓或發射極電壓施加到電流檢測電阻器的另一端。
按照上述的裝置，通過運算放大器的虛短作用，電流檢測晶體管與電流檢測電阻器之間的連接節點的電位與功率晶體管的源極電壓或發射極電壓具有相同的電位。通過此設置，即使具有小的導通電阻的器件用作功率晶體管，功率晶體管其偏置狀態也與電流檢測晶體管相同，由此精確成比例減小的通過功率晶體管的電流能通過電流檢測晶體管，因為功率晶體管的電阻很小，所以能夠降低功率晶體管的損耗。
此外，即使輸出功率晶體管的特性隨著制造和溫度的變化而改變，電流檢測晶體管的特性也類似地改變。因此，即使功率晶體管和電流檢測晶體管設置在任何尺寸，兩者都不會在偏置狀態下偏移，因此能夠自由地確定串聯到電流檢測晶體管的電流檢測電阻器的電阻。結果，能夠通過電流檢測電阻器產生足夠的檢測電壓，并且因為電流檢測電阻器不需要串聯到線圈，所以能夠在電流檢測晶體管中降低功率損耗。
此外，本申請的另一發明是構成開關式電源裝置的驅動模塊(電源驅動器)，開關式電源裝置具有用于通過流經作為電感的線圈的電流的功率晶體管以及用于驅動安裝在絕緣板上的功率晶體管的驅動IC，并且開關式電源裝置通過PWM模式切換該功率晶體管以轉換(升高或降低)輸入電壓并輸出轉換的電壓。該驅動模塊(電源驅動器)使用垂直型FET(場效應晶體管)作為功率晶體管，包括FET的電流檢測晶體管，其中電流檢測晶體管的尺寸小于功率晶體管并同時形成在同一半導體芯片上，功率晶體管的漏電極和電流檢測晶體管的漏電極作為公用電極提供在半導體芯片的背面。
按照上述的裝置，功率晶體管和電流檢測晶體管具有相同的特性。通過此設置，能夠使與電流檢測晶體管的尺寸精確成比例減小的流過功率晶體管的電流通過電流檢測晶體管，因此能以較高精度檢測電流。此外，能夠容易地將電壓施加在功率晶體管和電流檢測晶體管的源極端，并能夠縮小半導體芯片和模塊的尺寸。
將在下面簡要說明本申請中公開的典型發明所產生的效果。
即，按照本發明，能夠實現產生小的功率損耗并具有高效率程度的開關式電源裝置，以及適用于該裝置的電源驅動電路和模塊。
此外，按照本發明，能夠實現開關式電源裝置以及適用于該裝置的電源驅動電路和模塊，其中該開關式電源裝置能夠以高精度檢測流過線圈的電流，即使輸出功率晶體管的特性隨制造和溫度的變化而改變，其也能夠以高精度控制電流。
此外，按照本發明，能夠實現開關式電源裝置以及適用于該裝置的電源驅動電路和模塊，該開關式電源裝置能夠檢測流過線圈的電流，即使輸出功率晶體管的導通電阻很小，其也能夠以高精度控制電流。
圖1給出了在本發明之前研究的開關調節器中電流檢測系統的一個例子的電路圖；圖2給出了在本發明之前研究的開關調節器中電流檢測系統的另一個例子的電路圖；圖3給出了本發明之前研究的開關調節器中電流檢測系統的又一個例子的電路圖；圖4給出了結合本發明電源驅動電路的模塊的一個實施例以及應用此模塊的步降(step-down)型開關調節器的構成示例的電路圖；圖5給出了在圖4中調節器的控制器側提供的電流檢測差分放大器的構成示例的電路圖；圖6給出了按照本發明流過低電壓側(low-side)功率晶體管和感測晶體管的漏極電流與電源驅動模塊中漏極和源極間電壓之間關系的特征圖；圖7給出了以下參數的時序圖PWM控制脈沖，流過低電壓側功率MOS晶體管的電流，和圖4的調節器中感測電阻器產生的檢測電壓的變化；圖8給出了按照本發明的電源驅動模塊的具體構造；圖9給出了作為使用按照本發明電源驅動模塊的電源系統的多相系統的構成示例的方塊圖。
具體實施例方式
下面，將基于
本發明的優選實施例。
圖4給出了結合本發明電源驅動電路的電源驅動模塊的第一實施例以及應用此模塊的降壓(step-down)型開關調節器。此處，在本說明書中，將下面所述的單元稱作模塊，其中多個半導體芯片和分立(discrete)部件安裝在例如陶瓷板的其上或內部提供了印刷布線的絕緣板上，并通過印刷的布線或接合線彼此連接以使各個部件起到預定的作用，并因此被構成以便作為一個電子部件被控制。這種電源驅動模塊被模制在例如陶瓷的封裝中以形成最終的產品，但是并不傾向于將該模塊限制于此。
圖4所示的開關調節器包括結合了一對串聯在電壓輸入端P0以及地線(GND)之間的功率MOS晶體管Q1和Q2和用于驅動晶體管Q1和Q2之柵極端的驅動IC 110的電源驅動模塊100，其中例如電池的直流電源所提供的直流電壓Vin施加在電壓輸入端P0上；連接在模塊100的輸出端OUT與負載之間并用作電感線圈的線圈L0；連接在線圈L0負載側上的節點n1與地線(GND)之間并穩定輸出電壓Vout的平滑電容器C0；彼此串聯然后并聯到平滑電容器C0的、并用于檢測輸出電壓的電阻器R1和R2；以及基于連接到電阻器R1和R2的連接節點n2的電位VFB產生PWM控制脈沖PWM并將其提供給驅動IC 110的控制器(PWM控制電路)200。在圖4中，提供有作為負載的例如CPU的半導體集成電路提供如下電流并由該電流操作該電流為示例為電流源IL的本實施例的開關調節器的電流。
此外，在此實施例中，開關調節器包括電流檢測MOS晶體管Qs(以下稱作“感測晶體管”)，其并聯到功率MOS晶體管Q2并具有與施加到柵極端的晶體管Q2的柵極驅動電壓相同的電壓，以及串聯到晶體管Qs的電流檢測電阻器Rs(以下稱作“感測電阻器”)；連接在感測電阻器Rs另一端部和電源電壓VDD之間的偏置MOS晶體管Q3；以及運算放大器OP1，其倒相輸入端連接到感測晶體管Qs與感測電阻器Rs之間的連接節點n3。以這樣的方式構成開關調節器，使得感測電阻器Rs兩端之間的電壓提供給控制器200中的差分放大器AMP，以檢測感測電阻器Rs兩端的電壓。此外，運算放大器OP1的非倒相輸入端連接到地線GND，運算放大器OP1的輸出被提供至偏置MOS晶體管Q3的柵極端。
通過如此設置，通過運算放大器OP1的虛短作用使電流檢測晶體管Qs的源極端的電位等于施加到功率MOS晶體管Q2的源極端的電位(在本實施例中為地電位GND)。此外，通過相同的工藝按照下面的方式將功率MOS晶體管Q2和感測晶體管Qs形成在相同的半導體芯片上，其中器件尺寸(柵極寬度)的比率為預定比率(N∶1)，并且與晶體管Q2的柵極驅動電壓相同的電壓被施加在晶體管Qs的柵極端。
因此，功率MOS晶體管Q2和電流檢測晶體管Qs彼此處于相同的偏置狀態下，如圖6B中參考符號XXX所示，圖6B給出了放大的晶體管Q2、Qs的Vds-Ids特征曲線的不飽和區域，由此相比功率MOS晶體管Q2的漏極電流Im，被精確成比例地降低至1/N的漏極電流Is(＝Im/N)流過電流檢測晶體管Qs。此外，即使功率MOS晶體管Q2的導通電阻隨制造中的變化或溫度而改變以改變漏極電流，感測晶體管Qs的特征曲線也以與晶體管Q2相同的方式改變，由此通過晶體管Qs的電流以與通過晶體管Q2的電流相同的方式變化，因此能夠以高精度檢測電流。
此處，如果假設感測電阻器Rs兩端的電壓是Vsns，則通過下面的使用晶體管Q2的漏極電流Im、晶體管Q2與Q3之間的尺寸比率N以及感測電阻器Rs的電阻rs的公式能夠表示電壓Vsns。
Vsns＝Is×rs ＝(Im/N)×rs此外，如圖5所示，當具有高輸入阻抗的CMOS差分放大器用作控制器200中提供的差分放大器時，因為電流不能通過差分放大器，所以流過感測晶體管Qs的電流Is等于流過感測電阻器Rs的電流。因此，能夠根據感測電阻器Rs兩端的電壓Vsns來高精度的檢測功率MOS晶體管Q2的漏極電流Im。
與此相反，當使用圖3所示的檢測系統時，由于感測電阻器Rs中的壓降Vsns導致功率MOS晶體管Q2和感測晶體管Qs的漏極電壓彼此不同，因此感測晶體管Qs的漏極和源極之間的電壓Vds由于壓降Vsns而小于晶體管Q2的電壓Vds。因此，如圖6B中參考符號X所示，比Im×1/N小AIds的漏極電流通過晶體管Qs，使得在檢測電壓Vsns中存在誤差。因此，本實施例的應用與圖3所示檢測系統相比提供了增加檢測精度的優點。
在本實施例中，N是在100至10000范圍中任選的，但是并不傾向于限制在這個范圍中。由此能夠獲得從0.1V至1V變化的Vsns。在用于測量圖2所示的功率MOS晶體管的源極和漏極之間電壓的系統中，當功率MOS晶體管的導通電阻是2.5mΩ時，源極和漏極之間的電壓Vds大約只有60mV，因此很難檢測。但是，當采用本實施例時，能夠產生幅值量級大于電壓Vds的檢測電壓，因此容易檢測。盡管本實施例中偏置晶體管Q3漏極側上的電壓VDD為5V，但實質上電壓VDD是Vsns+(2Is/β)1/2或更大，其中β是由偏置晶體管Q3的柵極寬度、柵極長度和柵極氧化物膜厚度確定的常數。
此外，當模塊的輸入電壓Vin是12V并且調節器的輸出電壓設置在1.2V時，與本實施例的調節器的情況一樣，PWM控制脈沖的占空比大約是10％，所以延長了地電位GND側(以下稱作“低電壓側”)上的功率MOS晶體管導通的時間。出于此原因，重要的是與輸入電壓Vin端(以下稱作“高電壓側”)上的功率MOS晶體管Q1相比，降低低電壓側上的功率MOS晶體管Q2中的損耗。
在此實施例中，使用導通電阻同樣為2.5mΩ這么小的晶體管作為低電壓側的功率MOS晶體管Q2，所以能夠降低功率損耗。此外，當使用具有這么小的導通電阻的功率MOS晶體管時，即使額定電流為25A，漏極和源極之間的電壓也僅大約為60mV，因此很難檢測。但是，在本實施例中，提供感測晶體管Qs，用于通過與功率MOS晶體管Q2成比例的電流，將感測電阻器Rs設置在適當的電阻，因此能夠容易地檢測電壓。
此外，與圖1中使用串聯到線圈的感測電阻器的檢測系統相比，應用本實施例能夠明顯降低功耗。更具體地，在圖1所示的檢測系統中，如果假設通過線圈L0的電流IL＝25A，且感測電阻器Rs的電阻Rs＝10mΩ，則檢測電壓Vsns＝IL×rs＝250mV，感測電阻器Rs的功耗W＝Vsns×IL＝IL2×rs＝6.25W。
相反的，在本實施例的調節器中，如果假設N＝1000，Rs＝10Ω，當相同的25A電流通過線圈時產生相同的250mV的檢測電壓Vsns，但只有25A的1/N倍(＝0.025A)的電流通過感測電阻器Rs，因此感測電阻器的功耗W＝IL2×rs＝(0.025)2×10＝0.000625W。另一方面，按照發明人實驗計算的結果，另外的運算放大器OP1和偏置晶體管Q3的功耗約為0.1W。因此，通過將感測電阻器Rs的功耗與運算放大器OP1和偏置晶體管Q3的功耗相加而獲得的全部功耗約為0.1W，因此明顯小于圖1所示的檢測系統的功耗。
此外，在專利文件1所述的發明中，電流檢測電阻器兩端的電壓Vsns＝Vout-Vds，因此當產生的電壓Vout很低時，Vsns變小，因此很難檢測。但是，在本實施例中，感測電阻器Rs兩端的電壓并不取決于MOS晶體管Q3的漏極和源極之間的電壓，并且可與輸出電壓Vout無關地設置MOS晶體管Q3的漏極端的電源電壓VDD，因此Vsns的檢測并不困難。
在本實施例中，功率MOS晶體管Q1和Q2作為與驅動IC 110分開的器件(分立部件)形成，并與驅動IC 110一起安裝在相同的絕緣板上，以構成電源驅動模塊100。此外，N溝道型MOSFET(場效應晶體管)用作功率MOS晶體管Q1和Q2。這是因為N溝道型MOSFET比P溝道型MOSFET的操作速度更高。
驅動IC 110包括用于產生高電壓側的功率MOS晶體管Q1的柵極驅動電壓的柵極驅動電路111；用于產生低電壓側的功率MOS晶體管Q2的柵極驅動電壓的柵極驅動電路112；用于按以下方式為柵極驅動電路111和112產生輸入信號的控制邏輯120，其中功率MOS晶體管Q1和Q2基于來自控制器200的PWM控制脈沖PWM的死時間(dead time)互補地導通/關斷，以便防止功率MOS晶體管Q1和Q2同時處于導通狀態從而具有流過它們的直通電流。運算放大器OP1能夠提供在驅動IC 110中。
在此實施例中，驅動IC 110具有用于提供電源電壓VCC的外部電源端P1，二極管D1連接在電源端P1與柵極驅動電路111的電源端之間，其中柵極驅動電路111產生高電壓側的功率MOS晶體管Q1的柵極驅動電壓，外部接線端P2連接到二極管D1的陰極端(柵極驅動電路111的電源端)，電容器C1連接在外部接線端P2與模塊的輸出端OUT之間。以此方式，構成了自舉電路，其中二極管D1和電容器C1提升柵極驅動電路111的電源電壓。
按照輸入PWM控制脈沖PWM的脈沖寬度，高電壓側的功率MOS晶體管Q1和低電壓側的功率MOS晶體管Qs通過驅動電路111和112互補地導通/關斷，以使電流通過線圈L0，響應PWM控制脈沖的占空比輸出電壓Vout。
此外，在本實施例的開關調節器中，基于控制器200提供的PWM控制脈沖PWM，通過驅動IC 110中的控制邏輯120產生將被輸入到柵極驅動電路111和112的柵極控制信號。此時，由于柵極控制信號的延遲時間改變，所以當柵極控制信號為高電平的周期彼此交迭時，直通電流通過功率MOS晶體管Q1和Q2。因此，為了避免此問題，在控制邏輯120中，產生將輸入到柵極驅動電路111和112的柵極控制信號，以避免其中提供給功率MOS晶體管Q1和Q2的柵極控制信號為高電平的周期彼此交迭的問題。
圖7顯示了在應用了本實施例模塊的開關調節器中各個點的電壓波形。在圖7中，圖7A顯示了從控制器200提供給驅動IC 110的PWM控制脈沖PWM，圖7B顯示了流過低電壓側的功率MOS晶體管Q2的電流，圖7C顯示了感測電阻器Rs兩端之間產生的電壓。圖7C所示的電壓作為檢測電壓Vsns提供給控制器200中的差分放大器AMP。由于運算放大器OP1的響應特性，檢測電壓Vsns逐步上升。
當控制器200沒有在PWM控制脈沖PWM為高電平的周期或Vsns波形逐步上升的周期內，而是在PWM控制脈沖PWM為低點平的周期的中心附近采樣差分放大器AMP的輸出時，能夠獲得精確的檢測電壓。由于PWM控制脈沖PWM是控制器200產生的信號，所以控制器200能夠容易地知道最佳的采樣時刻。
圖8給出了結合圖4中實施例的電源驅動IC 110的驅動模塊100的具體結構示例。在圖8中，參考符號130是由例如陶瓷板的絕緣板制造的模板。此外，陰影部分141、142、143是在模板130的表面上由鋁等構成的導電層形成的電極圖形。
在此實施例中，其上形成有高電壓側功率MOS晶體管Q1的半導體芯片151安裝在電極圖形141上，其上形成有低電壓側功率MOS晶體管Q2的半導體芯片152安裝在電極圖形142上，驅動IC芯片110安裝在電極圖形143上，各個芯片通過引線161至163彼此電連接。此外，電極144作為外部接線端形成在模板130的各側，并通過接合引線164電連接到對應芯片的接合焊盤和電極。出于降低接線端和接合引線的電阻的目的，提供了多個在一些部分接合的電極以及在一端接合到相同電極的引線。此外，出于使低電壓側功率MOS晶體管Q2的導通電阻小于高電壓側功率MOS晶體管Q1的導通電阻的目的，芯片152大于芯片151。
在此實施例中，如上所述，低電壓側功率MOS晶體管Q2和感測晶體管Qs形成在相同的半導體芯片152上。此外，晶體管Q2、Qs是垂直型FET結構，它們的漏極電極彼此共用在芯片的背面，并接合在模板上的電極圖形142。通過此布置，外部接線端提供的地電位經由電極圖形142提供給這些晶體管Q2、Qs。
更具體地，幾十萬至幾百萬個FET形成在半導體芯片152上，它們中的1/N FET用作感測晶體管Qs，其余的FET通常在它們的源極電極彼此連接，由此作為一個功率晶體管Q2工作。這就不需要設計源極區域和柵極電極的分開的圖形，因此能夠方便設計，并能夠通過對應于晶體管數量的面積的比率很容易地確定尺寸N的比率，也就是電流比。也建議分開地形成晶體管Q2和Qs的漏極電極，而不使它們成為公用電極，并將其接合到模板上的電極圖形142，由此將相同的電壓施加在晶體管Q2和Qs。
在這點上，在圖8中，參考標記181表示功率晶體管Q1的柵極接觸電極，參考標記182表示功率晶體管Q2和感測晶體管Qs的公用柵極接觸電極，參考標記183表示感測晶體管Qs的源極電極。不傾向于將驅動IC 110限制在下面的構造驅動IC 110由CMOS電路構成，其上施加有特別高的電壓的MOS晶體管由LDMOS(橫向擴散MOSFET)構成，LDMOS中接線端在半導體芯片上橫向擴散以便為高電壓增加電阻。
在此實施例中，感測電阻器Rs作為電源驅動模塊100的外部裝置連接到模板的外部接線端。但是，也建議將感測電阻器Rs建立在模塊內，即，與半導體芯片110、151、152一起安裝在模板130上，并且用陶瓷覆蓋，由此密封在由模板構成的封裝內。但是，如本實施例所述使用外側裝置具有能夠按照將被組合的控制器200的說明等選擇最佳感測電阻器的優點。
圖9給出了作為使用本發明多個電源驅動模塊的電源系統的多相系統的構造示例。
圖9中的電源系統是適合于所需電流大于一個開關調節器的電流容量的負載的系統。在圖9中，參考符號100A、100B、...100N表示的部分是電源驅動模塊，每個模塊結合了具有圖4和8所示構造的功率MOS晶體管，并且多個電源驅動模塊基于一個控制器200的PWM控制脈沖PWM被驅動和控制。各個電源驅動模塊100A、100B、...100N分別具有外部電流感測電阻器Rs1、Rs2、...RsN，這些電流感測電阻器Rs1、Rs2、...RsN的接線端的電壓VCS11、VCS12；VCS21、VCS22；...；VCSN1，VCSN2被反饋到控制器200，輸出電壓Vout也反饋到控制器200。被反饋的電壓可以是提供在圖4所示的輸出端和地之間的電阻器R1、R2的分壓。
控制器200基于反饋的輸出電壓Vout確定作為整個系統的PWM控制脈沖的占空比，以使反饋輸出電壓Vout成為目標電壓，并產生各電源驅動模塊100A至100N的各自的PWM控制脈沖PWM1、PWM2、...、PWMN，以便按照這些電流感測電阻器Rs1、Rs2、...RsN的端部的電壓VCS11、VCS12；VCS21、VCS22；...；VCSN1、VCSN2，使流過各線圈L1、L2、...、LN的電流彼此相等，并執行PWM控制。通過此設置，能夠避免流過線圈的過量電流損壞某些線圈或使其特性變差。
盡管已經基于實施例具體說明了本發明人所作的發明，但不必說，本發明并不限于上述的實施例，而是可進行本發明范圍內的各種修改。例如，雖然按照本實施例的控制器200中的差分放大器AMP說明了由MOS晶體管構成的差分放大器，但是也可以使用由雙極型晶體管構成的差分放大器。此外，在本實施例中，已經說明了使用MOSFET作為功率晶體管Q1、Q2和電流感測晶體管Qs的電源模塊，但是這些晶體管也能夠由雙極型晶體管構成。
此外，盡管在本實施例中已經說明了在控制器200中提供用于放大電流檢測電阻器Rs兩端電壓的差分放大器AMP，但是也推薦在驅動IC110中提供差分放大器AMP，以便從驅動IC 110將電流檢測值提供至控制器200。此外，對于電源控制已經可用的控制器包括檢測值不作為電壓而作為電流輸入的類型的控制器，在本實施例的驅動IC(見圖4)中，通過將電流檢測電阻器Rs的一端經過電阻器連接到電流檢測型控制器的輸入端，能夠作為電流值輸入檢測值。
上面已經說明了步降型開關式調節器，其使用本發明人所作的發明作為其一種背景技術應用的電子裝置的電源裝置。但是本發明能夠廣泛地應用到步降型開關式調節器等。
權利要求
1.一種構成開關式電源裝置的電源驅動電路，其中開關式電源裝置按照PWM模式切換使電流流過電感的功率晶體管，以轉換輸入電壓并輸出轉換的電壓，該電路包括電流檢測晶體管，其具有漏極端或集電極端、源極端或發射極端以及控制端，其中所述功率晶體管的漏極端或集電極端連接到所述電流檢測晶體管的漏極端或集電極端，連接所述電流檢測晶體管的控制端以接收由所述功率晶體管的控制端所接收的驅動電壓；電流檢測電阻器，其連接到所述電流檢測晶體管的源極端或發射極端；運算放大器電路，其具有一對輸入端，所述一對輸入端的一個連接到電阻器與電流檢測晶體管之間的連接節點，所述一對輸入端的另一個被施加有與所述功率晶體管的源極電壓或發射極電壓相同電位的電壓，其中形成反饋環路以使所述運算放大器電路的所述一對輸入端處于相同的電位，以及其中所述電流檢測電阻器產生的信號作為電流檢測信號被輸出。
2.如權利要求1所述的電源驅動電路，其中所述功率晶體管包括兩個串聯在第一和第二電源電壓端之間的功率晶體管；其中所述電流檢測晶體管連接到所述兩個功率晶體管中連接到低電位側的電源電壓端的一個功率晶體管。
3.如權利要求2所述的電源驅動電路，還包括連接在所述電流檢測電阻器的另一端與第三電源電壓端之間的偏置晶體管；其中運算放大器電路的輸出電壓被施加到偏置晶體管的控制端。
4.如權利要求1所述的電源驅動電路，其中所述功率晶體管和電流檢測晶體管通過相同的工藝形成在相同的半導體芯片上，并具有相同的特性。
5.如權利要求1所述的電源驅動電路，其中所述電源驅動電路和由該電源驅動電路所切換的功率晶體管安裝在一個絕緣板上。
6.如權利要求5所述的電源驅動電路，還包括外部接線端，電流檢測電阻器作為外部裝置連接到其上。
7.如權利要求1所述的電源驅動電路，其中功率晶體管和電流檢測晶體管作為垂直型器件形成在半導體芯片上；和其中所述功率晶體管和電流檢測晶體管的漏極或集電極電極作為公用電極形成在半導體芯片表面上覆蓋的導電層中。
8.如權利要求1所述的電源驅動電路，其中用于產生功率晶體管的驅動電壓的驅動電路和所述運算放大器電路形成在一個半導體芯片上。
9.如權利要求1所述的電源驅動電路，其中第一柵極驅動電路的最終輸出級被配置為由兩個連接到所述電感的功率晶體管的連接節點的電位所提升的電壓來操作。
10.一種開關式電源裝置，包括權利要求1所述的電源驅動電路；連接到所述電源驅動電路的電感；用于存儲流過所述電感的電流的平滑電容器；和控制器，用于按照由所述平滑電容器產生的電壓產生并提供將被提供至電源驅動電路的PWM控制脈沖；其中所述電流檢測電阻器產生的信號作為電流檢測信號被提供給所述控制器的檢測輸入端。
11.如權利要求10所述的開關式電源裝置，其中所述檢測輸入端是不連接到直流電源電壓的接線端。
12.如權利要求10所述的開關式電源裝置，其中所述控制器具有連接到所述檢測輸入端的差分放大器電路。
13.一種開關式電源裝置，包括多個如權利要求1所述的電源驅動電路；多個連接到所述電源驅動電路的電感；一個控制器，用于產生并提供將被提供至每個所述電源驅動電路的PWM控制脈沖；其中所述多個電源驅動電路產生的電流檢測信號被提供給所述一個控制器。
全文摘要
開關式電源裝置及其電源驅動模塊，可產生小的功率損耗并對輸入變化具有極好的響應特性，且可減小尺寸。通過PWM模式切換其中流過線圈的電流的功率晶體管，以轉換降低或升高輸入電壓并輸出降低/升高的電壓，其電源驅動電路具有尺寸小于低電位側的功率晶體管的電流檢測晶體管，兩者都由相同的工藝形成并具有相同的特性，電流檢測晶體管并聯到低電位側的功率晶體管，與功率晶體管相同的控制電壓施加到電流檢測晶體管的控制端；運算放大器電路，其中電流檢測晶體管與電流檢測電阻器之間的連接節點的電位施加到其倒相輸入端，形成反饋環路以使運算放大器電路的一對輸入端處于相同的電位；并且電流檢測電阻器產生的信號作為電流檢測信號而輸出。
文檔編號H03K17/687GK1691480SQ20051006522
公開日2005年11月2日 申請日期2005年4月14日 優先權日2004年4月14日
發明者立野孝治, 工藤良太郎, 千葉真, 細川恭一, 長澤俊夫 申請人:株式會社瑞薩科技