在可變電抗電路中使用bjt開關的阻抗匹配網絡的制作方法
【專利摘要】本公開描述了用于對從射頻發生器向半導體處理室中的等離子體負載發射的射頻功率進行阻抗匹配的系統、方法和設備。經由具有可變電抗電路的匹配網絡進行阻抗匹配。可變電抗電路能夠包括一個或多個電抗元件，全部都連接到第一端子并經由開關有選擇地短接到第二端子。開關能夠包括具備偏置電路控制的雙極結型晶體管（BJT）或絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）。在導通狀態中，對BJT基極-發射極結進行正向偏置，在集電極端子和基極端子之間傳導AC。于是，AC主要從集電極向基極通過BJT，而不是從集電極向發射極通過。此外，可以修改用于真空可變電容器的經典匹配網絡拓撲，使得電壓不會在修改的拓撲中使BJT過載。
【專利說明】在可變電抗電路中使用BJT開關的阻抗匹配網絡
【技術領域】
[0001]本發明總體上涉及等離子體處理。具體而言，但并非作為限制，本發明涉及用于從射頻發生器向半導體處理室中的等離子體負載傳送的阻抗匹配射頻功率的系統、方法和設備。
【背景技術】
[0002]在半導體制造界中，制造商會生產等離子體處理室，其利用射頻(RF)功率來產生等離子體。為了實現射頻發生器(“發生器”)和等離子體負載之間高效率的功率傳輸，常常使用阻抗匹配網絡(“匹配網絡”)將負載阻抗匹配到期望的輸入阻抗，通常為50歐姆。等離子體負載阻抗可能根據諸如發生器頻率、功率、室壓力、氣體組成和等離子體點火的變量而變化。匹配網絡通過改變匹配內部的電氣元件，通常為真空可變電容器，來補償負載阻抗的這些變化，以保持期望的輸入阻抗。
[0003]圖1示出了典型的發生器、匹配網絡和等離子體負載系統。發生器102經由傳輸線108 (例如同軸電纜)向匹配網絡104發射RF功率，然后經由電連接110向等離子體負載106上發射RF功率。匹配網絡104改變其內部電氣元件，使得匹配網絡104的輸入阻抗接近期望的輸入阻抗。匹配網絡典型地僅包含電抗元件，表示與消耗電功率的電阻元件相反，在電場和磁場中儲存能量的元件。最普通的電抗元件是電容器、電感器和耦合電感器，但也使用諸如分布電路的其他元件。匹配網絡還可以包括無耗元件，包括傳輸線和變壓器。匹配網絡中僅有的電阻元件通常與不參與阻抗變換的非理想電抗和無損部件中的損耗相關聯，這樣的部件例如是用于感測電壓、電流、功率或溫度的部件。
[0004]匹配網絡可以包括若干可變電抗元件。為了將可能在特定阻抗范圍上變化的負載阻抗匹配到期望的輸入阻抗，現有技術典型地利用至少兩個可變電抗元件，或可變發生器頻率和單一可變電抗元件的組合。或者，如果可以容忍一定的輸入阻抗失配，可以使用單個可變電抗元件與具有固定頻率或具有和變頻發生器一起使用的固定匹配的發生器的組合。可變電抗元件常常是可變電容器、可變電感器或兩者的組合。例如，可以使用開關、電容器和電感器的集合來形成匹配網絡。真空可變電容器是可變電抗元件的一個范例。可變電容器可以經由固定電容器的并聯連接布置于兩個端子之間，固定電容器經由開關有選擇地短接到第二端子。這樣，通過切換開關中的一個或多個，從而改變兩個端子之間的有效電容，改變了電容。
[0005]圖2示出了包括一個切換的可變電容器電路的匹配網絡的一個實施例。經由一組固定電容器形成開關可變電容器200,固定電容器中的第一個由220表不,最后一個由222表示。開關可變電容器200典型地包含一到一百個固定電容器之間，全部固定電容器都連接到第一端子202并有選擇地連接到第二端子204。開關有選擇地控制哪些固定電容器連接到第二端子204，其中由230表示第一個開關，由232表示最后一個。改變連接到第二端子204的固定電容器數目改變了開關電容器200的凈有效電容。為了將等離子體負載106的阻抗匹配到期望的輸入阻抗，匹配網絡104還包含固定電感器210和第二可變電容器212，第二可變電容器例如可以是真空可變型的。
[0006]開關230、232的一個范例是PIN 二極管。PIN 二極管是p和η摻雜區域之間具有輕摻雜本征半導體區域的PN 二極管。PIN 二極管已被用作匹配網絡可變電容器中的開關，因為它們在導通關斷狀態中都具有低損耗，能夠應對導通狀態中的高電流，并能夠應對關斷狀態中的高電壓。PIN 二極管借助于其在RF頻率下的唯一性操作而實現這些特性。在關斷狀態中，本征區大大缺少載流子，這與其大的寬度一起賦予本征區高電阻。結果，本征區難以通過直流電流(DC)，從而具有低的DC泄漏電流。類似地，由摻雜區中的電荷界定的本征區充當著低電容電容器，從而對交變電流(AC)賦予高阻抗。本征區的大寬度還允許PIN二極管能夠經得起關斷狀態中的高電壓。
[0007]在導通狀態中，PIN 二極管被正向偏置，來自P區域的空穴和來自η區域的電子被注入到本征區中。由于本征區中的載流子壽命長，這些載流子中的很多即使在施加充分短時間的反向電壓時也不會復合，于是它們使得本征區對于頻率足夠高的AC是高度導電的。因此，PIN 二極管在導通狀態中，在施加頻率足夠高的AC時，具有極低損耗。這種導電性隨著施加更大的直流偏置而增大，因為更多載流子被注入到本征區中。此外，本征區中的載流子壽命比RF周期長，因此并非被掃出本征區，而是經由RF場在其之內來回搖動載流子。這種性質允許PIN 二極管在RF電流在導通狀態中通過它時看到微乎其微的損耗。
[0008]不過，PIN 二極管非常昂貴，僅具有兩個端子。于是，RF電流和DC控制電流必須經由同一端子進入，這需要復雜、昂貴而笨重的電路(例如電感器)來隔離DC控制電源與RF源。
【發明內容】
[0009]本公開描述了用于對從射頻發生器向半導體處理室中的等離子體負載發射的射頻功率進行阻抗匹配的系統、方法和設備。匹配網絡包括可變電抗電路。可變電抗電路包括一個或多個電抗元件，全部都連接到一個端子并均經由相應的開關(或經由超過一個開關)有選擇地短接到第二端子。每個開關包括經由偏置電路控制的雙極結型晶體管(BJT)或絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)。在導通狀態中，對BJT基極-發射極結進行正向偏置，在集電極和基極之間傳導AC。于是，AC主要從集電極向基極通過BJT，而不是從集電極向發射極通過。
[0010]即使BJT能夠應對高電壓，其電壓應對閾值也可能不如真空可變電容器的大。結果，可以調節適于使用真空可變電容器的經典拓撲以降低正常運行期間匹配網絡中BJT經受的電壓。
[0011]本公開的一個方面是具有雙極結型晶體管(BJT)和偏置電路的開關電路。BJT可以具有集電極端子、基極端子、發射極端子、基極-集電極結和基極-發射極結。集電極端子可以連接到BJT的集電極，并具有通過集電極端子的集電極電流，其具有第一幅度的交變電流分量。基極端子可以連接到BJT的基極，具有通過基極端子的基極電流，其具有第二幅度的交變電流分量。發射極端子可以連接到BJT的發射極，具有通過發射極端子的發射極電流，其具有第三幅度的交變電流分量。
[0012]偏置電路能夠建立BJT的導通狀態和關斷狀態。偏置電路能夠通過對基極-發射極結進行正向偏置，使得第二幅度大于第三幅度，來建立BJT的導通狀態。偏置電路能夠通過對基極-發射極結和基極-集電極結進行反向偏置來建立BJT的關斷狀態。
[0013]在本公開的另一方面，阻抗匹配設備具有至少一個可變電抗元件和固定阻抗匹配部分。可以在發生器和等離子體負載之間布置阻抗匹配設備。至少一個可變電抗元件可以具有第一端子、第二端子、連接到第一端子的至少一個電抗元件以及配置成有選擇地將至少一個電抗元件連接到第二端子的至少一個開關電路。在閉合至少一個開關電路時，由此將至少一個電抗元件連接到第二端子，它改變了第一端子和第二端子之間的電抗。
[0014]至少一個開關電路可以包括BJT。BJT可以具有，或被配置成工作在導通狀態和關斷狀態。在導通狀態中，可以對BJT的基極-發射極結進行正向偏置。通過BJT的基極端子的第一電流的AC分量可以大于通過BJT的發射極端子的第二電流的AC分量。在關斷狀態中，可以對BJT的基極-發射極結和基極-集電極結都進行反向偏置。固定阻抗匹配部分可以與至少一個可變電抗元件級聯并可以被配置成與等離子體負載級聯布置。固定阻抗匹配部分可以包括梯形網絡中的一個或多個旁路元件以及一個或多個串聯元件，其中可以在一端口網絡或多端口網絡中配置一個或多個旁路和串聯元件。或者，固定阻抗匹配部分可以包括至少兩個達林頓(Darlington)部分。
[0015]本公開的另一個方面是包括如下操作的一種方法:對BJT的基極-發射極結進行正向偏置；在8叮的集電極端子和BJT的基極端子之間通過BJT傳導第一電流，其中第一電流具有第一幅度的交變電流分量；以及在所述BJT的集電極端子和所述BJT的發射極端子之間通過所述BJT傳導第二電流，其中所述第二電流具有第二幅度的交變電流分量，并且其中所述第二幅度小于所述第一幅度，所述第二幅度等于或大于零。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0016]結合附圖，通過參考以下詳細描述和所附權利要求，本發明的各個目的和優點以及更完整理解是顯而易見的，并更容易理解:
[0017]圖1示出了典型的發生器、匹配網絡和等離子體負載系統。
[0018]圖2示出了包括可變電容器電路的匹配網絡的一個實施例。
[0019]圖3示出了利用BJT作為開關的現有技術。
[0020]圖4示出了使用BJT作為有效開關的新BJT工作模式的實施例。
[0021]圖5示出了根據本文公開的系統和方法，用于利用BJT開關電路生成匹配網絡的構建單元的實施例。
[0022]圖6示出了利用BJT作為開關的開關可變電抗元件的實施例。
[0023]圖7示出了利用BJT作為開關的開關可變電抗元件的另一實施例。
[0024]圖8示出了包括關斷狀態中的BJT開關，連同通過可變電抗元件的電流通路的可變電抗元件實施例。
[0025]圖9示出了這里公開為關斷狀態的BJT開關的基極-集電極結兩端偏壓的一個實施例。
[0026]圖10示出了包括導通狀態中的BJT開關，連同通過可變電抗元件的電流通路的可變電抗元件實施例。
[0027]圖11示出了匹配網絡的實施例，包括連接于可變阻抗匹配部分和等離子體負載之間的固定阻抗匹配部分。[0028]圖12示出了工作于導通狀態中的n-p-n BJT的經驗推導模型。
[0029]圖13示出了工作于關斷狀態中的n-p-n BJT的截面。
[0030]圖14示出了本公開中描述的工作于導通狀態中的n-p-n BJT的截面。
[0031]圖15示出了充當可變電抗元件中的開關的n-p-n BJT的實施例。
[0032]圖16示出了現有技術中已知的匹配網絡。
[0033]圖17示出了利用IGBT而非BJT以將電抗元件切換進出可變電抗元件的匹配網絡實施例。
[0034]圖18示出了操作BJT的方法，其中交流電流主要在集電極和基極之間而非在集電極和發射極之間通過。
[0035]圖19-20示出了固定阻抗匹配部分的兩個實施例。
[0036]圖21示出了固定阻抗匹配部分的另一個實施例。
[0037]圖22A、22B、22C和22D示出了固定阻抗匹配部分的四個額外非限制性實施例。【具體實施方式】
[0038]本公開一開始將論述面臨的問題，所發現的意外結果以及所提出的器件物理原理，以解釋意外的結果。
[0039]需要一種器件，其能夠完成PIN 二極管作為開關的任務，開關用于在兩個端子之間短接電容器或其他電抗電路，以便生成用于阻抗匹配網絡中的可變電抗元件。這種器件應當在導通關斷狀態中都具有低損耗。它還應當應對關斷狀態中的高電壓和導通狀態中的高電流。應當經由除通過RF電流的端子之外的端子實現開關控制，由此避免復雜、笨重和昂貴的隔離電路。出乎意料的是，這些目標是通過這里所述的此前未發現的雙極結型晶體管(BJT)工作模式實現的。
[0040]典型地，BJT像開關那樣工作，在導通狀態中在集電極和發射極之間傳導電流，在關斷狀態中阻塞集電極和發射極之間的電流流動。在這種已知的工作模式中，基極電流被用作控制電流，是開關導通狀態中集電極和發射極之間傳導的電流的一小部分。在這種正常配置中，開關使用切斷作為關斷狀態(顯現為開路)，使用飽和作為導通狀態(顯現為短路)。然而，本公開描述了一種操作BJT作為開關的新方式，其中，在開關的導通狀態中，在集電極和基極之間傳導電流，在關斷狀態中，阻塞集電極和基極之間的電流流動。在這種工作模式中，將發射極電流用作控制電流，以打開或關閉開關。使得這種工作模式顯著不同于操作BJT的任何已知方式的是，基極電流具有大的交流電(AC)成分，使得電流既流入又流出基極，而公知的描述BJT基本工作的Ebers-Moll方程僅允許基極電流流入n-p-n BJT晶體管的基極端子，流出p-n-p BJT晶體管的基極端子。當然，在動態條件下，由于器件電容的充電或放電，電流能夠流出n-p-n晶體管的基極，但在這種新發現的工作模式中，基極電流具有人為的大交流分量，這與BJT的任何已知工作模式不同。通過比較圖3中的現有技術和圖4中的新工作模式，現有技術和操作BJT的新模式之間的區別是顯然的。在圖3中所示的現有技術中，BJT302控制的電流304主要從集電極流向發射極，基極電流308主要由控制電流306構成。相反，如圖4中所示，在BJT的新工作模式中，BJT402控制的電流404主要從集電極流向基極，基極電流408是受控電流404和控制電流406之和，具有大的交流分量，該交流分量一般超過直流分量，使得大交流分量是基極電流的支配分量。[0041]試驗發現，基極和發射極之間施加的小直流電流能夠控制集電極和基極之間的大交流電流。在這種模式中，導通狀態損耗顯著地低，人們相信器件在這種模式中的工作類似于PIN 二極管，其中交流電流來回掃在集電極和基極區中注入的載流子，直流發射極電流保持集電極和基極區被供應載流子。如果直流發射極電流中斷并拉升集電極電壓(對于P-n-p BJT是降低)與極大的電阻器平齊，可以中斷集電極和基極之間的電流流動，反向偏置的集電極基極結為從集電極向基極流動的電流提供聞阻抗，廣生低損耗關斷狀態。一些在導通狀態中實現低損耗的BJT器件能夠應對關斷狀態中高達1600V。因為集電極基極電容很小，如果將集電極拉升到800V附近，它們也能夠看到低的關斷狀態損耗。因此，這里公開的工作于開關模式中的BJT實現了 PIN二極管在導通狀態中的低損耗和高電流承載能力以及關斷狀態中PIN 二極管的低泄漏電流和高電壓能力。不過，它是經由三端子器件這樣做的，從而避免了 PIN 二極管隔離DC控制信號與RF信號所需的復雜隔離電路。
[0042]圖5示出了用于將RF功率源阻抗匹配到等離子體負載的匹配網絡，其利用了本文所述的開關技術。匹配網絡104從RF功率發生器102接收功率并將功率傳遞到等離子體負載106。匹配網絡104包括與固定阻抗匹配部分510級聯的可變阻抗匹配部分508。
[0043]固定阻抗匹配部分510將等離子體負載106呈現的阻抗變換成更適合可變阻抗匹配部分部件的有限電壓和電流處理能力的阻抗。可變阻抗匹配部分包含固定元件，其能夠應對等離子體負載阻抗施加的電壓和電流以及輸送給它的功率，并可以由固定電容器、電感器和分布電路構成。盡管使用固定阻抗匹配部分510降低BJT開關必須要應對的電壓，根據應用，可能需要特別的注意，例如檢測過壓狀態、針對瞬間過電壓保護開關的電壓限制電路以及打開BJT開關針對持續過電壓狀況加以保護的算法。
[0044]可變阻抗匹配部分508具有至少一個開關可變電抗元件512，其可以與任意數量的固定電抗兀件，例如固定電感器516、任選的固定電感器530、傳輸線514和電容器518布置在一起。可變阻抗匹配部分508能夠包含任意數量的固定集總式和分布式元件和電路。圖示的匹配網絡104包含兩個開關可變電抗元件512和513，但能夠采用超過兩個開關可變電抗元件。
[0045]圖6示出了開關可變電抗元件的實施例600，例如圖5中的開關可變電抗元件512。開關可變電抗兀件600包括一個或多個電感或電容器件612、614和616,均經由相應開關602、604和606有選擇地連接于第一端子638和第二端子640之間。盡管示出了電容性器件612、614、616，但本領域的技術人員將認識到，可以使用電感性器件或電感性和電容性器件的組合，甚至包含電抗或無損部件的任何電路。電抗元件包括，但不限于電容器、電感器和耦合電感器。無損元件包括，但不限于傳輸線和變壓器。電容性器件612和開關602像電容性器件614和616及其相應的開關604和606那樣串聯連接。電容性器件612和開關602的組合并聯連接到電容性器件614和開關604的組合以及電容性器件616和開關606的組合。在替代實施例中，電容性器件612、614和616的全部或一些可以是電感性的，或包括電容性和電感性器件的組合，或者甚至是包含電抗或無損部件的任何電路。第一和第二端子638和640可以是嚴格意義上的端子，但更一般地講，電抗元件和開關可以連接到匹配網絡104中的分布式區域。后一種情況等價于使用多個單一開關可變電抗元件，從而本描述仍然適用。端子640可以是地，例如匹配外殼。此外，可以將超過一個開關與單個電抗元件并聯和串聯連接，以提高開關的電流處理能力并減少來自控制器642的功率和控制信號的數量。
[0046]可變電抗元件600的電納隨著第一和第二端子638和640之間連接的電容性器件612、614、616 (例如電容器)越來越多而增大。如果電容性器件612、614、616是電感性的，電納會減小。如果利用電容性和電感性器件的組合替換電容性器件612、614、616，電納能夠增大或減小。盡管僅示出了三個電容性器件612、614、616和僅三個開關602、604、606，但本領域的技術人員將認識到可以實現任意數量的電容性器件和開關。為了調節可變電抗元件600的電納，匹配網絡104能夠經由控制器642提供功率和控制信號。
[0047]電容性元件612、614、616的數量越大，匹配網絡104就能夠越精確地調節RF發生器102看到的阻抗。例如，給定與電容性范圍為1200pF到6000pF的可變電抗元件600的匹配104，如果可變電抗元件600中有更多電容性器件612、614、616，增量電容調節可以更小。同樣的規則對于其他電容性或電感性元件成立。
[0048]圖7示出了開關電路602的替代實施例，其中BJT622的基極不直接連接到端子640，而是通過電容器660電容性連接。電容器660可以很大(例如，對于13.56MHz的應用為IOOnF),以便以低損耗向端子640傳導集電極-基極電流。
[0049]在圖示的實施例中，開關602包括經由偏置電路632控制的n-p_n雙極結型晶體管(BJT)622。BJT622具有三個端子:集電極端子650、基極端子651和發射極端子652。集電極端子650連接到集電極，是可變電抗元件600或700的集電極和其他部件之間的導電接口。基極端子651連接到基極，是可變電抗元件600或700的基極和其他部件之間的導電接口。發射極端子652連接到發射極，是可變電抗元件600或700的發射極和其他部件之間的導電接口。
[0050]BJT622具有基極-集電極電流Ib。，基極-集電極電壓Vb。、基極-發射極電流Ibe以及基極-發射極電壓Vbe，在電流從基極流向集電極時，基極-集電極電流Ibc是正的。在基極的電勢比集電極高時，基極-集電極電壓Vbc是正的。在電流從基極流向發射極時，基極-發射極電流Ibe為正。在基極的電勢比發射極高時，基極-發射極電壓Vbe是正的。VBC、IBC>VBE和Ibe均代表DC和AC信號的總和。在這里，如常見情況那樣，術語AC表示通過部件的電流的交流部分，或者等效地，減去時間平均值后剩余的部分。類似地，術語DC表示時間平均值。AC和DC從而既指電壓又指電流。在典型的匹配網絡中，電壓和電流的AC分量在穩態運行時都是正弦式的或接近正弦式的，電壓或電流的AC分量的幅度僅僅是電壓或電流與其時間平均值的最大偏移大小。對DC和AC分量的所有論述都參照一旦達到正弦式穩態時的值。如果發生器輸出是脈動的，那么需要在施加RF信號的充分短時間內獲取時間平均值，通常為幾十或幾百個RF周期。通過集電極端子650的集電極電流是通過集電極端子650的所有AC和DC電流之和。集電極電流的AC分量具有第一幅度。通過基極端子651的基極電流是通過基極端子651的所有AC和DC電流之和。基極電流的AC分量具有第二幅度。通過發射極端子652的發射極電流是通過發射極端子652的所有AC和DC電流之和。發射極電流的AC分量具有第三幅度。在實施例中，通過BJT集電極端子650的AC電流僅有小部分通過發射極端子652。在BJT622被偏置電路632偏置到導通狀態時，第二幅度大于第三幅度。在實施例中，第三幅度與第二幅度相比可以忽略。
[0051]經由偏置電路632偏置BJT622。偏置電路632能夠應用一個或多個電壓或電流源或兩者的組合。換言之，可以經由電壓、電流或兩者的組合控制BJT622。一個或多個電壓或電流源被配置成控制\c、VBE, Ibc和IBE。
[0052]偏置電路632能夠通過正向偏置基極-發射極結來建立BJT622的導通狀態。偏置電路632能夠通過反向偏置基極-發射極結和基極-集電極結來建立BJT622的關斷狀態。
[0053]在實施例中，偏置電路632包括基極-發射極偏置電路(未示出)。基極-發射極偏置電路產生正或負的VBE。換言之，基極-發射極偏置電路控制基極-發射極結是被正向偏置還是被反向偏置。
[0054]在實施例中，偏置電路632包括基極-集電極偏置電路(未示出)。基極-集電極偏置電路產生負的VB。。換言之，基極-集電極偏置電路確定將基極-集電極結反向偏置到什么程度。
[0055]偏置電路632被配置成控制BJT622的狀態。盡管BJT通常具有多個狀態，包括飽和、活動線性和切斷，但在實施例中，BJT622僅工作在“導通狀態”和“關斷狀態”中。盡管關斷狀態類似于傳統的切斷模式，但導通狀態在現有技術中是未知的。
[0056]在實施例中，偏置電路632包括第一、第二和第三偏置器件(未不出)。第一和第二偏置器件被配置成偏置基極-發射極結。第一偏置器件被配置成向基極-發射極結施加負或反向偏置，以建立BJT622的關斷狀態(S卩，其中發射極端子652具有比基極端子651更高的電勢)。第二偏置器件被配置成向基極-發射極結施加正或正向偏置，以建立BJT622的導通狀態(即，其中基極端子651具有比發射極端子652更高的電勢)。第三偏置器件被配置成向基極-集電極結施加負或反向偏置，以建立BJT622的關斷狀態(S卩，其中集電極端子650具有比基極端子651更高的電勢)。可以經由單極雙擲開關在發射極端子652和基極端子651之間有選擇地串聯耦合第一和第二偏置器件。開關將第一偏置器件的正電勢端子或第二偏置器件的負電勢端子連接到發射極端子652。開關于是通過選擇對基極-發射極結進行正向或反向偏置來控制BJT處于開還是關斷狀態。
[0057]在實施例中，第一偏置器件向發射極652施加相對于基極端子651而言的12V,使得基極-發射極結被反向偏置。第二偏置器件能夠通過3.5 Q的電阻器向發射極652施加相對于基極651而言的-1.2V,這與第一偏置器件的極性相反,從而將基極-發射極結正向偏置。第三偏置器件能夠通過第三偏置器件和集電極之間的2MQ電阻器施加700V，以便對基極-集電極結進行反向偏置。利用這些值，BJT實現導通狀態，基極和集電極之間的電阻大約為0.3 Q，施加的集電極-基極電流介于0和2A RMS之間，頻率為13.56MHz，基極-發射極電流大約為0.1A，后者被-1.2V、3.5 Q設置，基極-發射極電壓降處于正向偏置狀態。在關斷狀態中，這種BJT配置實現了基極和集電極之間大約110KQ的分流電阻。在關斷狀態中，可以將反向偏置的基極-集電極結建模為與14Q電阻器串聯的IOpF電容器。并聯的等效阻抗是與100KQ電阻器并聯的IOpF電容器。利用量熱器測量來測量110KQ的分流電阻以確定由高壓RF信號激勵基極-集電極結時的結損耗。將這種激勵期間產生的熱量與DC電流通過結時產生的熱量比較。
[0058]對于集電極-基極電流有電流閾值，高于該閾值，不能關閉BJT，從而不能控制它。針對上述配置的這個閾值大約為2A RMS0應當理解，這些值僅僅是示范性的，其他組合也是可能的。例如，第一偏置器件的電壓可以介于OV和基極-發射極擊穿電壓之間。作為另一范例，可以利用電流源替換第二偏置器件，以實現對基極-發射極電流的更好控制，或者第三偏置器件可以使用更小的電阻器，以加快導通關斷狀態之間的過渡，代價是導通狀態中電阻器中耗電更高，其中在電阻器上有700V的偏壓降。可以上下調節700V的偏壓，但通常應當選擇它，從而在大于集電極端子650電壓幅度的電壓下偏置集電極端子650，所選偏壓和集電極端子650電壓幅度之和小于BJT622的集電極-基極擊穿電壓。
[0059]圖8示出了圖7的可變電抗元件的實施例，包括處于關斷狀態中的BJT開關622以及通過可變電抗元件700的電流通路802、804、806。實線箭頭表示DC電流。虛線箭頭表示AC電流。
[0060]向基極-發射極結施加負電流或偏壓，使得Vbe和Ibe為負。換言之，發射極端子652處在比基極端子651更高的電勢。這樣使基極-發射極結反向偏置并防止電流流經基極-發射極結。這樣一來，從偏置電路632流經發射極端子652和基極端子651并返回偏置電路632的DC電流壽命很短，將在基極-發射極結耗盡自由載流子的短時間期間僅通過基極-發射極結。一旦基極-發射極結耗盡了載流子，也會有小的發射極-基極泄漏電流。
[0061]向基極-集電極結施加電流804或偏壓，使得Vb。和Ib。為負。換言之，集電極端子650處在比基極端子651更高的電勢。這樣使基極-集電極結反向偏置并防止電流804流經基極-集電極結。這樣一來，從偏置電路632流經集電極端子650和基極端子651并隨后返回偏置電路632的DC電流804壽命很短，將在基極_集電極結耗盡自由載流子的短時間期間僅通過基極-集電極結。一旦基極-集電極結被耗盡，從集電極端子650到基極端子651的反向偏置電流將停止，除了小的泄漏電流之外。由于兩個結都被反向偏置，所以這種關斷狀態類似于傳統BJT中的切斷狀態。
[0062]通過偏置BJT622，使得兩個結都被反向偏置，AC電流802不能通過電抗元件612，除了通過反向偏置的基極-集電極結的電容的泄漏電流之外。于是，AC電流802繼續前進到下一個電容性器件616和開關606。如果開關606開/關，那么AC電流802通過可變電抗元件700中的另一個開關，或者如果所有開關602、606都開/關，可能根本不會通過可變電抗元件700。盡管BJT622的兩個結都被反向偏置，電容性器件612與BJT622的結電容串聯，從而僅對電容性器件612的電容相對于可變電抗元件700的總電容的小部分(通常小于10%)有貢獻。
[0063]參考圖9，如果反向偏置DC電壓902為負(實線)，但幅度小于集電極-基極電壓(虛線)的AC分量的幅度，那么基極-集電極結將在負AC周期期間被反向偏置，但在正AC周期期間被正向偏置(負電壓表示基極-集電極結被反向偏置)。于是，利用基極-集電極結上僅很小或可以忽略的反向偏置，基極-集電極結將不會保持關閉。這意味著開關602將部分無法控制。
[0064]偏置電路632應當這樣維持基極-集電極結上足夠高的DC電勢904大小，使得在集電極-基極電壓處于其最低值時，基極-集電極電壓Vb。低于0V。經由-700V DC偏置904(實線)和以-700V附近為中心的AC信號908 (虛線)示出了這種情況。可以看出，利用這樣的偏置，DC904和AC908分量之和不能夠獲得正的凈電壓，從而在希望反向偏置時不能對結進行正向偏置。由于DC偏置904大到足以防止Vbc變為正的，所以基極-集電極結保持反向偏置，BJT622保持在關斷狀態。反向偏壓904的幅值顯著大于AC電流908的幅度，因此能夠確保BJT622不會陷入導通狀態或部分導通狀態。
[0065]可以通過確保Vbc的幅值保持顯著大于0V，實現更多優點。例如，在圖9所示的曲線圖中，DC偏置904為-700V，AC信號908具有大約400V的峰到峰幅度。于是，Vbc絕不會升高到-500V以上。基極-集電極結上的這種顯著反向偏置確保了結耗盡了全部或幾乎全部自由載流子(確保DC泄漏電流低)，并且耗盡區很寬(確保低AC泄漏電流，因為寬結充當低電容電容器)。
[0066]圖10示出了包括導通狀態中的BJT開關，連同通過可變電抗元件的電流通路的圖7可變電抗元件實施例。實線箭頭代表DC電流。虛線箭頭代表AC電流。向基極-發射極結施加正電流或偏壓，使得Vbe和Ibe為正。換言之，基極端子651處在比發射極端子652更高的電勢。這樣對基極-發射極結進行正向偏置，允許DC電流1002流經基極-發射極。于是，偏置電路632從基極端子651向發射極端子652傳遞DC電流1002。DC基極-發射極電流1002可以是從集電極端子650流向基極端子651的AC電流1004的小部分(例如，不大于5%)。這種小的DC電流1002向基極中注入電子，然后可以將它們掃略到基極-集電極結中，以補充在基極-集電極結中已經復合的那些電子。通過這種方式，DC基極-發射極電流1002將基極-集電極結維持在低電阻狀態，從而允許AC電流1004從集電極端子650以極低損耗到達基極端子651。在實施例中，導通狀態中的正向偏置Vbe小于關斷狀態中的反向偏置VBE。
[0067]在導通狀態中，基極-集電極電壓實質上為零，小的DC電流(未示出)可以因為偏置電路632的原因從集電極流向基極，但這個電流對這種狀態中的BJT622的工作沒有影響。這樣一來，在導通狀態中基極-集電極電壓或偏壓是任選的。
[0068]一旦AC電流1004通過電容器612、集電極端子650、集電極、基極-集電極結和基極，它就能夠選擇離開基極端子651并通過電容器660，去往端子640或繼續通過基極-發射極結并經由發射極端子652離開(假設偏置電路632具有通往端子640的電流通路)。電容器660對于AC電流1004而言，代表比通過基極-發射極結的路徑更小的阻抗。于是，AC電流1004中的大部分都通過電容器660并避開基極-發射極結。在圖12中以及下文的相關論述中給出了進一步解釋AC電流1004為何傾向于避開基極-發射極結的BJT622經驗模型。
[0069]在圖10的論述中，參考開關602描述的相同部件和功能也適用于一個或多個其他開關606。
[0070]圖12示出了工作于導通狀態中的n-p-n BJT的經驗推導模型。模型1200預測，從集電極端子1232傳遞到基極端子1234的AC電流1244將遇到電阻1262 (Rl)0從集電極端子1232傳遞到發射極端子1236的AC電流將遇到電阻1262 (Rl)和1266 (R2)。
[0071]傳統上，操作飽和(傳統的“導通狀態”)的n-p-n BJT,從而通過允許或防止電流從集電極端子流向發射極端子，從基極端子到發射極端子的電流控制BJT的開/關斷狀態。相反，在本公開中，從基極端子1234到發射極端子1236的電流通過允許或禁止電流從集電極端子1232通往基極端子1234來控制BJT1200的開/關斷狀態。此外，可以通過在集電極端子1232和基極端子1234之間傳遞AC電流來顯著減小與AC電流通過集電極端子1232和發射極端子1236之間相關聯的損耗。對于從集電極端子1232通往發射極端子1236的AC電流，由于電阻1262 (Rl)和1266 (R2)兩者的原因，有損耗。對于從集電極端子1232到基極端子1234的AC電流1244，僅有由于電阻1262 (Rl)導致的損耗。于是，可以通過從集電極端子1232向基極端子1234傳遞AC電流1244來顯著減小損耗。[0072]再次參考圖7的實施例，對于電容器660有一個優選的電容，其將通過使用低阻抗電容器660使AC電流1244的損耗最小化。在發射極652直接連接到第二端子640，從而電容器660實際將基極端子651連接到發射極端子652的配置中，這尤其是真實的情況。在這種情況下，一般認為是有效旁路電容的可能協同寄生引線電感1264和1268 —起(參見圖12)生成諧振電路，能夠顯著增大損耗。為了避免這種情況，并確保電流1244優選從集電極端子1232流向基極端子1234，電容器660可以很大，例如值大約為100nF，以工作在13.56MHz ο
[0073]圖13示出了工作于本公開所述的關斷狀態中的n-p-n BJT的截面。在關斷狀態中，基極-集電極結1330和基極-發射極結1332被反向偏置。因此，兩個耗盡區(未按比例繪制)都比它們未偏置時或被正向偏置時更寬(與圖14中的耗盡區寬度相比，也未按比例繪制)。關斷狀態中的大耗盡區防止DC電流1322和AC電流1320通過結1330、1332。耗盡區基本上沒有自由載流子，從而對DC電流1322而言不導電。可以將耗盡區建模為低電容的電容器(摻雜區域中自由載流子形成的兩個導體之間的間隙寬)，從而向AC電流1320帶來高阻抗。
[0074]圖14示出了工作于導通狀態中的n-p-n BJT的截面。在導通狀態中，基極-集電極結1430基本未偏置(可以施加反向偏置，但與AC電流1420相比，反向DC偏置對結1430有著可以忽略的影響)。從AC角度來講，現有技術教導的是，結1430應當對AC電流1420整流。不過，基極-集電極耗盡區之內的載流子壽命足夠長，使得結1430兩端的電壓的交變極性不會在結1430被反向偏置的半周期期間耗盡載流子的耗盡區。于是，沒有整流，AC電流1420以低損耗通過集電極端子1402和基極端子1404之間。
[0075]利用DC電流1422將基極-發射極結1432在導通狀態中進行正向偏置，比反向偏置或未偏置時具有更小的耗盡區。
[0076]在實施例中，通過集電極端子1402的集電極電流具有第一幅度的AC分量。集電極電流是通過集電極端子1402的電流，是AC和DC分量之和。基極電流通過基極端子1404并具有第二幅度的AC分量。基極電流是通過基極端子1404的電流，是AC和DC分量之和。發射極電流通過發射極端子1406并具有第三幅度的AC分量。發射極電流是通過發射極端子1406的電流，是AC和DC分量之和。第二幅度可以大于第三幅度。第二幅度可以大于基極電流DC分量的幅值。第二幅度可以是第三幅度的至少五倍。第二幅度可以是基極電流DC分量幅值的至少五倍。
[0077]在關斷狀態的實施例中(圖13)，在基極和發射極端子1304、1306處在等效電勢，例如地電勢時,集電極端子1302和基極端子1304之間的擊穿電壓至少為1000V。
[0078]圖15示出了偏置電路632的實施例。開關1508通過選擇對基極-發射極結進行正向或反向偏置來選擇BJT622處于開還是關斷狀態。可以利用兩個MOSFET器件來實現開關1508，但有很多其他可能性。信號線1510控制開關1508的狀態。
[0079]在實施例中，開關1508連接到12V電源線1512，和-1.2V電源線1514。在開關連接到12V電源線1512時，通過330nH的電感器1504和3.5 Ω電阻器1506使基極-發射極結反向偏置。在開關1508連接到-1.2V電源線1514時，通過330nH的電感器1504和3.5 Ω電阻器1506使基極-發射極結正向偏置。集電極端子650通過2ΜΩ電阻器1502連接到第三700V偏置電源線1516。利用這些值，BJT622能夠實現大約0.3Ω的導通狀態電阻，基極-發射極電流大約為0.1A。在關斷狀態中，這種配置實現大約110KQ的分流電阻。有一個電流閾值，高于該閾值，BJT622不能被關閉，從而不能被控制。對于圖15中所示的實施例，這個閾值是大約3A RMS0應當理解，這些值僅僅是示范性的，其他組合也是可能的。
[0080]與圖7中所示的實施例不同，這里將基極端子651連接到地640。在BJT622處于導通狀態時，AC電流通過集電極端子650，通過集電極，到達基極，離開基極端子651，到達地640。于是，本實施例典型地比圖7中的實施例具有更低的損耗，因為AC電流在去往地640途中無需通過電容器。
[0081]如本文公開的，與BJT的新穎使用相關聯的一個挑戰是，典型匹配網絡中開關兩端的電壓降超過BJT可能能夠應對的值。因此，可以實現新穎的匹配網絡拓撲，以便降低BJT兩端的電壓降。
[0082]圖16示出了現有技術中已知的匹配網絡。經典L-匹配網絡1602包括可變并聯電抗元件1604和可變串聯電抗元件，后者包括串聯連接的固定電抗元件1606和可變電容器1608。在可變并聯電抗元件1604和可變串聯電抗元件之間是經典L-匹配網絡1602的輸入。在可變串聯電抗元件和等離子體負載106之間是經典L-匹配網絡1602的輸出。不過，在很多應用中，可變串聯電抗元件上的電壓降高于開關可變電抗元件利用這里公開的BJT開關能夠處理的電壓降。于是，這種拓撲可能不會與這里公開的BJT新用途兼容。
[0083]圖11示出了匹配網絡的實施例，包括連接于可變阻抗匹配部分1108和等離子體負載106之間的固定阻抗匹配部分1110。可變阻抗匹配部分1108能夠包括至少一個可變電抗兀件1112。可以利用任意數量的固定電抗兀件,例如固定電感器1116、任選的固定電感器1130、傳輸線108和固定電容器1118布置至少一個可變電抗元件1112。也可以利用任意數量的固定集總式和分布式元件和電路布置至少一個可變電抗元件1112。圖示的可變阻抗匹配部分1108包括兩個可變電抗元件1112、1113。固定阻抗匹配部分1110被示為與可變電抗元件1112、1113級聯。固定阻抗匹配部分1110還被示為與等離子體負載106級聯。在實施例中，固定阻抗匹配部分1110可以僅僅被配置成與等離子體負載106級聯，因為匹配網絡104典型地是與等離子體負載106獨立的設備。
[0084]固定阻抗匹配部分1110可以包括至少兩個梯形網絡配置(或串聯-并聯網絡)中的電抗部件。這兩個電抗部件之一可以包括旁路元件1120，但這個電抗部件也可以包括超過一個旁路元件1120。旁路元件1120被圖示為電容器，但可以是任何電抗和/或無損元件(僅舉幾個例子，例如電感器、耦合電感器電容器、傳輸線、變壓器)。其他電抗部件可以包括串聯兀件1122,圖不為與聞壓通路1124串聯的電感器。在其他實施例中，超過Iv電抗和/或無損元件可以與高壓通路1124串聯連接以形成串聯元件1122。電感元件1122可以是分立器件，或者僅僅代表高壓通路1124的電感。
[0085]盡管旁路元件1120是“固定”阻抗-匹配部分1110的部分，但本領域的技術人員將認識到，旁路元件1120能夠包括具有小可變電容(例如1%)的電容性或電感性器件。固定阻抗匹配部分1110的至少兩個電抗部件可以充當一端口或多端口網絡。固定阻抗匹配部分1110還可以包括一個或多個任選的電抗部件，例如任選的電感器1132。
[0086]與經典可變串聯電抗元件(例如，圖16中的1606和1608的串聯組合)兩端的峰值電壓相比，固定阻抗匹配部分1110將可變電抗元件1112兩端的峰值電壓減小兩倍或更多倍。在固定阻抗匹配部分1110和經典可變串聯電抗元件都看到相同范圍的負載阻抗，產生相同的輸入阻抗并都被配置成向等離子體負載106輸送等效功率時，可以測量這樣的電壓降低。經典可變串聯電抗元件的范例在圖16中示出，包括串聯的固定電抗元件1606和可變電容器1608的組合。
[0087]圖示實施例中的可變電抗元件1112和1113以地為參照，如圖6、圖7或圖15中詳示或如本文描述那樣被構造。電感器1116和任選的電感器1130可以是分立的具有充分高特性阻抗的電感器或傳輸線結構。盡管可變電抗元件1112、1113被圖示為以地為參照，但它們也可以是浮置的。
[0088]在實施例中，固定阻抗匹配部分1110具有包括至少兩個固定值電抗部件的結構，從而不能為了確定如何將任意負載阻抗變換成固定阻抗匹配部分1110的輸入阻抗而將至少兩個固定值電抗元件簡化成單個電抗。換言之，不能通過僅包括一個電抗元件的簡化等效電路對固定阻抗匹配部分1110建模。
[0089]在實施例中，第一組電抗器件，例如圖6或圖7中的612與諸如圖6或圖7中可變電抗元件1112或1113內部的602的開關串聯，具有相同的電抗，第二組電抗器件具有不同的電抗。例如，第一組電抗器件可以具有等于50pF的電容，而第二組電抗器件可以具有等于25、12、6和3pF的電容。在本范例和類似實施例中，可以使用第一組電抗器件對匹配網絡做出大增量的變化，利用第二組電抗器件對匹配網絡做出小增量的變化。
[0090]在實施例中，電抗器件中的至少十個具有相同的電容。其他電抗器件可以具有一個或多個其他電抗值。在實施例中，電抗器件中的至少二十個具有相同電抗。在實施例中，電抗器件中的至少三十個具有相同的電抗。在實施例中，電抗器件中的至少五十個具有相同電抗。
[0091]圖19示出了固定阻抗匹配部分的實施例。固定阻抗匹配部分1902可以包括兩個電抗部件1904、1906。第一電抗部件1904可以是串聯元件。第二電抗部件1906可以是旁路部件。第一和第二電抗部件1904、1906均可以包括一個或多個電抗和/或無損元件。在圖示的實施例中，配置第一和第二電抗部件1904、1906，使得串聯元件1904最接近等離子體負載106。最接近等離子體負載106表示可以將發生器102、傳輸線108、匹配網絡104、電連接110和等離子體負載106構成的網絡組織成第一和第二子網絡。第一子網絡可以包括旁路元件1906和發生器102，第二子網絡可以包括串聯元件1904和負載106。在這樣的配置中，串聯元件1904最接近等離子體負載106。
[0092]在實施例中，固定阻抗匹配部分1902還可以包括任選的額外電抗部件1908、1910。任選的額外電抗部件1908、1910能夠包括任意數量的電抗和/或無損元件的組合和布置。
[0093]圖20示出了固定阻抗匹配部分的另一個實施例。固定阻抗匹配部分2002可以包括兩個電抗部件2004、2006。第一電抗部件2004可以是串聯元件。第二電抗部件2006可以是旁路部件。第一和第二電抗部件2004、2006均可以包括一個或多個電抗和/或無損元件。在圖示的實施例中，配置第一和第二電抗部件2004、2006，使得旁路元件2006最接近等離子體負載106。最接近等離子體負載106表示可以將發生器102、傳輸線108、匹配網絡104、電連接110和等離子體負載106構成的網絡組織成第一和第二子網絡。第一子網絡可以包括串聯元件2004和發生器102，第二子網絡可以包括旁路元件2006和負載106。在這樣的配置中，旁路元件2006最接近等離子體負載106。[0094]在實施例中，固定阻抗匹配部分2002還可以包括任選的額外電抗部件2008、2010。任選的額外電抗部件2008、2010能夠包括任意數量的電抗和/或無損元件的組合和布置。
[0095]圖21示出了固定阻抗匹配部分的另一個實施例。固定阻抗匹配部分2102可以包括兩個或更多不同達林頓部分2104、2106、2112的級聯,如下文中所述:S.Darlington,“Synthesis of Reactance4_Poles Which Produce Prescribed Insertion LossCharacteristics”，J.Math Phys.，1939 年 9 月，pp.257-353,或者包括一個達林頓部分和一個變壓器。串聯元件1904或2004對應于A型達林頓部分2104，旁路元件1906或2006對應于B型達林頓部分2106。如現有技術所知，C型達林頓部分2112可以包括電容器和如圖所示布置的電感器耦合對。可以由變壓器替換兩個達林頓部分2104、2106之一。
[0096]可以在可變電抗元件1112和等離子體負載106之間級聯地布置圖19_21的全部三個固定阻抗匹配節1902、2002、2102。
[0097]圖22A、22B、22C和22D示出了固定阻抗匹配部分的四個額外非限制性實施例。盡管這些僅僅是固定阻抗匹配部分2202的很多布置的一些，但每個都包括第一串聯電抗部件2204和第二旁路電抗部件2206,前者包括一個或多個電抗或無損元件,后者包括一個或多個電抗或無損元件。串聯和旁路部件2204、2206包括電抗和/或無損元件的任意組合和布置。在一些實施例中，也可以使用任選的電抗部件2208、2210。任選的電抗部件2208、2210能夠包括任意數量的電抗和/或無損元件的組合和布置。
[0098]盡管在上述新穎開關配置中有效地實現了 BJT，但它們在能夠應對的AC電流幅度方面受限。如果AC幅度過大，那么BJT可能陷于沒完沒了的導通狀態之中。另一方面，絕緣柵雙極晶體管(IGBT)可以類似于上述BJT的新穎方式被操作，但能夠在陷入導通狀態之前處理更大的AC電流。
[0099]圖17示出了利用IGBT而非BJT將電抗元件切換進出可變電抗元件的匹配網絡實施例。圖示的實施例包括兩個電抗元件1710、1720。電抗元件1710、1720被示為電容性器件(例如電容器)，但能夠包括任何電抗和/或無損器件(例如，任何電容性或電感性器件，或電容性和電感性器件的組合)。電抗元件1710、1720的每個都連接到第一端子1714，并有選擇地耦合到第二端子1712。在耦合到第二端子1712時，電抗元件1710、1720加入到第一和第二端子1714和1712之間的總電抗。開關1702、1704控制電抗元件1710、1720和第二端子1712之間的連接。
[0100]每個開關1702、1704都包括IGBT1706和偏置電路1708。IGBT1706包括以本公開稍早所述的BJT實施例相關的方式被操作的BJT。IGBT1706具有集電極、發射極和柵極。電抗元件1710連接到集電極。第二端子1712連接到發射極。偏置電路1708連接到柵極、發射極和集電極。在IGBT1706處于導通狀態時，來自端子1714的電流通過電抗器件1710并通過IGBT1706的集電極，到達IGBT發射極，然后到達第二端子1712。
[0101]偏置電路1708被配置成在開關1702的關斷狀態中從集電極向發射極施加正電壓。可以經由例如與電阻器串聯的電壓源實現這個目的。偏置電路1708還被配置成在柵極和發射極之間施加電壓。超過IGBT1706閾值電壓的正電壓導致IGBT1706處于導通狀態，因此將電抗元件1710短接到第二端子1712。
[0102]使用IGBT替代BJT的缺點是可能有更大損耗。AC電流通過IGBT中嵌入的BJT。在這種嵌入的BJT中，AC從集電極流到發射極，而不是如較早所述的BJT實施例中那樣，從集電極流到基極。這樣一來，AC能夠從嵌入式BJT的兩個結都看到損耗，從而IGBT可能比如這里公開所用的BJT導致更大損耗。
[0103]圖18示出了操作BJT的方法，其中AC電流主要在集電極端子和基極端子之間而非在集電極端子和發射極端子之間通過。方法1800包括對BJT的基極-發射極結進行正向偏置，操作1802。方法1800還包括在BJT的集電極端子和基極端子之間傳導具有第一幅度的交變電流分量，操作1804。方法1800還包括在雙極結型晶體管的集電極端子和發射極端子之間傳導具有第二幅度的交變電流分量，其中這一第二幅度可以為零，小于第一幅度，操作1806。
[0104]將這種方法與BJT的傳統使用區分開的是，這里，第一幅度大于第二幅度(基極端子中電流的AC分量大于發射極端子中電流的AC分量)。換言之，交變電流主要從集電極向基極傳遞，離開基極端子而非從集電極到基極，到發射極，離開發射極端子。可以通過在BJT外部為從集電極到基極的電流生成低阻抗通路，使這種唯一性操作部分成為可能，方式是將BJT的基極端子直接連接到可變電抗元件的第二端子，其中將BJT用作開關，或者在基極端子和第二端子之間利用高值電容器提供低阻抗。可以通過向從集電極向發射極流經BJT發射極的交變電流提供高阻抗，進一步改善性能。
[0105]援引的所有結果都是利用硅器件獲得的。不過，也可以使用利用GaAs、GaN、SiC或其他已知半導體材料的任何種類制造的器件。此外，也可以使用GaN HEMT器件替代雙極型器件并制造有效的RF開關。
[0106]總之，本發明提供了能夠將雙極型器件用作阻抗匹配網絡中高度有效的開關的方法、系統和設備等。本領域的技術人員能夠容易認識到，可以在本發明、其用法及其配置中做出眾多變化和置換，以實現與本文描述的實施例實現的相同結果。因此，并非要將本發明限制到公開的示范性形式。很多變化、修改和替代構造都落在所公開發明的范圍和精神中。
【權利要求】
1.一種開關電路，包括: 雙極結型晶體管，包括: 連接到所述雙極結型晶體管的集電極的集電極端子，所述集電極端子被配置成傳遞集電極電流，所述集電極電流具有第一幅度的交變電流分量； 連接到所述雙極結型晶體管的基極的基極端子，所述基極端子被配置成傳遞基極電流，所述基極電流具有第二幅度的交變電流分量； 連接到所述雙極結型晶體管的發射極的發射極端子，所述發射極端子被配置成傳遞發射極電流，所述發射極電流具有第三幅度的交變電流分量； 基極-集電極結；以及 基極-發射極結；以及 偏置電路，所述偏置電路: 通過對所述基極-發射極結進行正向偏置，來建立所述雙極結型晶體管的導通狀態，其中所述第二幅度大于所述第三幅度；并且 通過對所述基極-發射極結和所述基極-集電極結進行反向偏置，來建立所述雙極結型晶體管的關斷狀態。
2.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述開關電路串聯連接到電抗元件，所述電抗元件連接到第一端子，其中所述開關電路有選擇地將所述電抗元件耦合到第二端子，從而改變所述第一端子和所述第二端子之間的電抗。
3.根據權利要求2所述的開關電路，其中所述雙極結型晶體管的所述基極端子連接到所述第二端子。`
4.根據權利要求2所述的開關電路，其中所述基極端子和所述第二端子之間的電容器在所述雙極結型晶體管處于導通狀態中時傳導所述集電極電流的超過一半的所述交流分量。
5.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述雙極結型晶體管是n-p-n雙極結型晶體管。
6.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述雙極結型晶體管是p-n-p雙極結型晶體管。
7.根據權利要求1所述的開關電路，其中在所述基極被短接到所述發射極時，所述雙極結型晶體管的集電極-基極擊穿電壓大于1000V。
8.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述第二幅度大于所述基極電流的直流分量的幅值。
9.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述集電極電流、所述基極電流和所述發射極電流的直流分量的幅值小于所述第一幅度的20%。
10.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述雙極結型晶體管是多個這種雙極結型晶體管中的一個，每個雙極結型晶體管都被配置成有選擇地通過多個電抗元件中的一個電抗元件將交變電流的一部分分流到所述第二端子，并且其中第一組多個電抗元件具有相同的電抗，給予或具有百分之二十的部件容限。
11.根據權利要求10所述的開關電路，其中所述第一組多個電抗元件至少為三十個。
12.根據權利要求10所述的開關電路，其中所述第一組多個電抗元件是電容性的。
13.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述第三幅度小于所述第一幅度的10%。
14.根據權利要求1所述的開關電路，其中所述雙極結型晶體管是絕緣柵雙極型晶體管的一部分，并且所述集電極電流主要從所述集電極端子傳遞至所述發射極端子。
15.一種阻抗匹配設備，包括: 至少一個可變電抗元件，所述可變電抗元件包括: 第一端子；
第二端子 連接到所述第一端子的至少一個電抗元件； 至少一個開關電路，其被配置成有選擇地將所述至少一個電抗元件連接到所述第二端子，從而改變所述第一端子和所述第二端子之間的電抗，所述至少一個開關電路包括: 雙極結型晶體管，所述雙極結型晶體管具有: 導通狀態，其中基極-發射極結被正向偏置，并且通過所述雙極結型晶體管的基極端子的第一電流的AC分量大于通過所述雙極結型晶體管的發射極端子的第二電流的AC分量；以及 關斷狀態，其中所述基極-發射極結被反向偏置，并且基極-集電極結被反向偏置；以及 固定阻抗匹配部分，所述固定阻抗匹配部分與所述至少一個可變電抗元件級聯并且被配置成與等離子體負載級聯，并且包括一個或多個旁路元件和一個或多個串聯元件，所述一個或多個旁路元件和所述一個或多個串聯元件在梯形網絡中。
16.根據權利要求15所述的阻抗匹配設備，其中所述一個或多個旁路元件和所述一個或多個串聯元件作為一端口網絡或多端口網絡工作。
17.根據權利要求15所述的阻抗匹配設備，其中所述一個或多個旁路元件和所述一個或多個串聯元件均包括至少一個電抗元件和/或無損元件。
18.根據權利要求17所述的阻抗匹配設備，其中所述旁路元件之一為電容器，而所述串聯元件之一為電感器。
19.一種阻抗匹配設備，包括: 至少一個可變電抗元件，所述可變電抗元件包括: 第一端子； 第二端子 連接到所述第一端子的至少一個電抗元件； 至少一個開關電路，其被配置成有選擇地將所述至少一個電抗元件連接到所述第二端子，從而改變所述第一端子和所述第二端子之間的電抗，所述至少一個開關電路包括: 雙極結型晶體管，所述雙極結型晶體管具有: 導通狀態，其中基極-發射極結被正向偏置，并且通過所述雙極結型晶體管的基極端子的第一電流的AC分量大于通過所述雙極結型晶體管的發射極端子的第二電流的AC分量；以及 關斷狀態，其中所述基極-發射極結被反向偏置，并且基極-集電極結被反向偏置；以及 固定阻抗匹配部分，所述固定阻抗匹配部分與所述至少一個可變電抗元件級聯并且被配置成與等離子體負載級聯，并且包括至少兩個不同的達林頓部分。
20.—種方法,包括: 對雙極結型晶體管的基極-發射極結進行正向偏置； 在所述雙極結型晶體管的集電極端子和所述雙極結型晶體管的基極端子之間傳導第一電流通過所述雙極結型晶體管， 其中所述第一電流具有第一幅度的交變電流分量；以及 在所述雙極結型晶體管的所述集電極端子和所述雙極結型晶體管的發射極端子之間傳導第二電流通過所述雙極結型晶體管， 其中所述第二電流具有第二幅度的交變電流分量，并且 其中所述第二幅度小于所述第一幅度，并且所述第二幅度等于或大于零。
21.一種開關電 路，包括: 用于對雙極結型晶體管的基極-發射極結進行正向偏置的模塊； 用于在所述雙極結型晶體管的集電極端子和所述雙極結型晶體管的基極端子之間傳導第一電流通過所述雙極結型晶體管的模塊， 其中用于傳導所述第一電流的模塊包括用于傳導具有第一幅度的交變電流分量的第一電流的模塊；并且 用于在所述雙極結型晶體管的所述集電極端子和所述雙極結型晶體管的發射極端子之間傳導第二電流通過所述雙極結型晶體管的模塊， 其中用于傳導所述第二電流的模塊包括用于傳導具有第二幅度的交變電流分量的第二電流的模塊，并且 其中所述第二幅度小于所述第一幅度，并且所述第二幅度等于或大于零。
【文檔編號】H03H7/40GK103444078SQ201280014097
【公開日】2013年12月11日 申請日期:2012年1月12日 優先權日:2011年1月20日
【發明者】G·范齊爾, G·G·古羅夫 申請人:先進能源工業公司