將推挽放大器校準到低二階失真的制作方法

本發明涉及包括具有至少一個推挽放大器的放大器電路在內的電子集成電路、包括至少一個這種電子集成電路在內的電子裝置、以及校準這種電子集成電路的方法。

背景技術：

模擬信號處理用于許多電子系統，且通常模擬信號處理使用用于放大模擬信號的電路。這種電子系統的示例是用于射頻信號的直接轉換接收機，該接收機是移動電話中最流行的接收機類型。在這樣的接收機中，射頻信號或其下變頻版本在被轉換至數字域以供進一步處理之前通常在模擬信號處理中被放大和/或濾波。因此，與此有關的相關組成部分是放大器、混頻器、濾波器和模數轉換器。

這種接收機的性能很大程度上取決于模擬信號處理，因此相關的組成部分需要滿足一些嚴格的要求。尤其，它們必須顯示出足夠高的線性度，從而可以使失真最小化。在大多數電子系統中不希望有偶階非線性，并且偶階非線性對直接轉換接收機的性能特別有害。因此，在這樣的接收機中，在整個模擬信號路徑上對偶階線性有非常嚴格的要求。應注意，偶階非線性的最相關類型是二階非線性，且因此經常使用該術語作為替代。

偶階非線性是晶體管固有的。最流行的是使用mos晶體管，它是具有純二階非線性的理想平方律器件。雙極晶體管具有強非線性的指數特性。

通過使用差分電路可以降低或消除偶階非線性。消除的程度取決于電路的兩半之間的匹配。然而，在蜂窩接收機的設計中，為了節省成本，趨勢是使用針對移動電話收發機的單端輸入而不是差分輸入，這降低了使用這種類型的消除的可能性。

另一個最近的趨勢是減少天線和接收機之間的濾波量，以要求提高線性度。通常，天線濾波器(例如，saw(表面聲波)濾波器)已在天線和模擬信號處理之間使用。去除天線濾波器意味著：在單端的收發機芯片的輸入端將存在非常強的干擾。然后偶階非線性將在接收機的單端部分(即低噪聲放大器)中產生強低頻信號，并且如果未被阻擋，則也將在差分部分(即基帶)中產生強低頻共模信號。這些信號將減少所需信號的余量，因此應被最小化。更重要的是：在去除了天線濾波器的情況下，強帶外信號可能在低噪聲放大器中進行互調，并且如果互調產物與要接收的信號處于相同的頻率，則會阻擋接收。互調可能由于偶階和奇階非線性這二者而發生。

在這些情況下可以使用的放大器類型是推挽放大器。推挽放大器通常采用在兩個供電電壓(通常為正供電電壓和負供電電壓或接地)之間串聯布置的一對互補的具有相反導電類型的晶體管器件來實現。晶體管器件之一被布置為從正供電電壓向負載提供電流，而另一個被布置為從負載向地或負供電電壓灌入(sink)電流。這種放大器類型是令人感興趣的的，特別是因為其具有兩個晶體管器件的對稱結構意味著理論上偶階諧波被消除，使得可以避免或至少減少偶階非線性。此外，推挽放大器結構簡單，并且具有低功耗和相對高的增益。

如果兩個互補晶體管器件被設計為除了導電類型相反之外具有相同的模擬特性，則放大器級的偶階非線性應該非常低或為零。然而，在集成電路上制作放大器期間，兩個晶體管器件通常在不同的工藝步驟中形成，這意味著在實踐中，由于制作公差，針對兩個互補晶體管器件難以得到相同的模擬特性，且因此在放大器級仍然存在一定量的偶階非線性。因此，在實踐中，推挽放大器對于該應用似乎不像其理想狀態下應當的那樣有益，除非可以解決制作公差的問題。

us2011/0133839描述了用于校準推挽放大器的靜態工作點的布置。在校準模式中，控制裝置將測試信號施加于放大器并測量放大器的偶階失真。基于所測量的偶階失真，控制裝置調節控制信號，并且提供可控偏置電路以根據控制信號來改變放大器的靜態工作點，使得可以將偶階失真保持低于臨界水平。這是復雜而昂貴的解決方案，因為在放大器輸出處直接測量失真涉及模數轉換和執行快速傅立葉變換或類似功能來確定失真分量。此外，必須產生專用的測試音，并且放大器的正常操作被失真測量所干擾。

技術實現要素：

因此，本發明的實施例的目的是提供具有一個或多個推挽放大器的集成電路，該一個或多個推挽放大器可以被校準以便以簡單的方式得到低二階失真，并且使得甚至隨集成電路的工藝變化也可以最小化二階失真。

根據本發明的實施例，在以下電子集成電路中實現所述目的：所述電子集成電路包括具有至少一個推挽放大器的第一放大器電路，所述至少一個推挽放大器具有在兩個供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件，其中，所述第一放大器電路被配置為被校準以得到低二階失真。當所述集成電路還包括具有至少一個推挽放大器的第二放大器電路時實現所述目的，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器具有在所述供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件，其中，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器的所述一對互補的晶體管器件的有效尺寸之間的尺寸比能夠通過調節其晶體管器件中的至少一個晶體管器件的有效尺寸來調節；以及測試信號能夠施加在所述第二放大器電路的輸入端；以及所述電子集成電路被配置為：將所述第二放大器電路的所述至少一個推挽放大器的尺寸比連續調節為多個值，針對每個尺寸比，確定所述第二放大器電路的兩個輸出信號，所述兩個輸出信號中的第一輸出信號是在施加了測試信號的情況下推挽放大器的低通濾波輸出信號，以及第二輸出信號是在沒有施加測試信號的情況下推挽放大器的輸出信號；確定兩個相鄰尺寸比，針對所述兩個相鄰尺寸比，第一推挽放大器輸出信號和第二推挽放大器輸出信號之差具有相反符號；選擇所述兩個相鄰尺寸比之一；以及根據所選尺寸比，對所述第一放大器電路的至少一個推挽放大器進行校準。

通過使用具有推挽放大器(該推挽放大器具有在其晶體管器件之間可調節的尺寸比)的檢測電路形式的第二放大器電路，并且在有和沒有測試信號施加于該推挽放大器的輸入的情況下能夠確定該推挽放大器的輸出的情況下，可以容易地找到在有和沒有測試信號的情況下的低頻輸出之差最小(或接近最小)、因而也是二階失真最小(或接近最小)的最佳尺寸比。然后可以將對該最佳尺寸比的了解用于校準通常在信號路徑中使用的第一放大器電路的推挽放大器。以這種方式，即使隨集成電路的工藝變化，也可以將二階失真最小化，因為每個集成電路都被單獨校準。檢測電路簡單并且具有低功耗，而且在校準后甚至可以將檢測電路關閉，從而不再消耗更多的能量。

在一實施例中，所述集成電路還包括比較器，其被配置為將第一推挽放大器輸出信號和第二推挽放大器輸出信號進行比較，并提供指示所述第一推挽放大器輸出信號和所述第二推挽放大器輸出信號之差的符號的比較器輸出信號；以及所述集成電路還被配置為：通過確定所述比較器輸出信號的改變來確定使得所述第一推挽放大器輸出信號和所述第二推挽放大器輸出信號之差具有相反符號的兩個相鄰尺寸比。對比較兩個放大器輸出的比較器的這種使用是檢測最佳尺寸比的簡單方式。

第二放大器電路可以包括兩個推挽放大器，其中第一推挽放大器具有與所述第二放大器電路的能夠在其上施加測試信號的輸入端連接的輸入，以及第二推挽放大器具有與第一推挽放大器的輸出連接的輸入。然后第一推挽放大器和第二推挽放大器的尺寸比被布置為被調節為相同的值；以及要確定的兩個輸出信號是第一推挽放大器和第二推挽放大器的輸出信號。這是允許同時確定兩個輸出信號的簡單實現方式。應注意，在實踐中，由于制造上的不精確，難以獲得完全相同的值。因而在該上下文中，相同意味著在制造公差內相同，而不是完全相同。

在這種情況下，第二放大器電路還可以被配置為將第一推挽放大器的一對互補的晶體管器件替換為第二推挽放大器的一對互補的晶體管器件，或將第二推挽放大器的一對互補的晶體管器件替換為第一推挽放大器的一對互補的晶體管器件。以這種方式，可以減輕由于器件失配而導致的放大器中的隨機偏移。

在一個實施例中，第一放大器電路和第二放大器電路的推挽放大器的一對互補的晶體管器件分別是n型和p型場效應晶體管器件。

在另一實施例中，可以將每個具有能夠調節的有效尺寸的晶體管器件實現為晶體管組，其中，能夠通過可控開關將可選數量的個體晶體管并聯耦合。在這種情況下，將所述可控開關實現為場效應晶體管。

在另一實施例中，電子集成電路被配置為施加所述測試信號，作為來自在所述電子集成電路上布置的本地振蕩器電路的連續波信號。這是簡單的解決方案，因為本地振蕩器電路已存在于集成電路上。

在另一實施例中，能夠按照與針對所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器相同的方式來調節第一放大器電路的至少一個推挽放大器的尺寸比，以及通過將第一放大器電路的至少一個推挽放大器的尺寸比調節為所選尺寸比，對第一放大器電路進行校準。當第一放大器電路(即，信號路徑放大器電路)的推挽放大器的尺寸比也可調節時，可以通過該放大器直接使用所確定的尺寸比。

電子裝置可以包括如上所述的至少一個電子集成電路。以這種方式，該裝置受益于該電子集成電路的所述優點。該電子裝置可以是包括針對射頻信號的直接轉換接收機或低中頻接收機在內的無線通信設備。在一實施例中，無線通信設備可以是無線通信系統的基站。在另一實施例中，無線通信設備是在無線通信系統中使用的移動電話。

如上所述，本發明還涉及一種用于校準電子集成電路的第一放大器電路以實現低二階失真的方法，其中，所述第一放大器電路包括至少一個推挽放大器，所述至少一個推挽放大器具有在兩個供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件，其中，所述電子集成電路還包括具有至少一個推挽放大器的第二放大器電路，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器具有在所述供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件，其中，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器的所述一對互補的晶體管器件的有效尺寸之間的尺寸比能夠通過調節其晶體管器件中的至少一個晶體管器件的有效尺寸來調節。所述方法包括以下步驟：將所述第二放大器電路的所述至少一個推挽放大器的尺寸比連續調節為多個值；針對每個尺寸比，確定所述第二放大器電路的兩個輸出信號，所述兩個輸出信號中的第一輸出信號是在對所述第二放大器電路的輸入端施加了測試信號的情況下推挽放大器的低通濾波輸出信號，以及第二輸出信號是在沒有施加測試信號的情況下推挽放大器的輸出信號；確定兩個相鄰尺寸比，針對所述兩個相鄰尺寸比，所述第一推挽放大器輸出信號和所述第二推挽放大器輸出信號之差具有相反符號；選擇所述相鄰尺寸比之一；以及根據所選尺寸比，對所述第一放大器電路的至少一個推挽放大器進行校準。

通過使用具有推挽放大器(該推挽放大器具有在其晶體管器件之間可調節的尺寸比)的檢測電路形式的第二放大器電路，并且在在有和沒有測試信號施加于該推挽放大器的輸入的情況下能夠確定該推挽放大器的低頻輸出的情況下，可以容易地找到在有和沒有測試信號的情況下的低頻輸出之差最小(或接近最小)、因而也是二階失真最小(或接近最小)的最佳尺寸比。然后可以將對該最佳尺寸比的了解用于校準通常在信號路徑中使用的第一放大器電路的推挽放大器。以這種方式，即使隨集成電路的工藝變化，也可以將二階失真最小化，因為每個集成電路都被單獨校準。檢測電路簡單并且具有低功耗，而且在校準后甚至可以將檢測電路關閉，從而不再消耗更多的能量。

在一個實施例中，所述方法包括以下步驟：施加所述測試信號，作為來自在所述電子集成電路上布置的本地振蕩器電路的連續波信號。這是簡單的解決方案，因為本地振蕩器電路已存在于集成電路上。

在另一實施例中，能夠按照與針對所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器相同的方式來調節所述第一放大器電路的至少一個推挽放大器的尺寸比，以及所述方法包括以下步驟：通過將所述第一放大器電路的至少一個推挽放大器的尺寸比調節為所選尺寸比，對所述第一放大器電路進行校準。當第一放大器電路(即，信號路徑放大器電路)的推挽放大器的尺寸比也可調節時，可以通過該放大器直接使用所確定的尺寸比。

附圖說明

以下將參照附圖更全面地描述本發明的實施例，其中：

圖1示出了直接轉換接收機的模擬信號處理部分的框圖；

圖2示出了可以用于圖1的直接轉換接收機中的推挽放大器級的示例；

圖3示出了用于確定推挽放大器中晶體管尺寸之間的導致推挽放大器中的最小二階失真的尺寸比的檢測電路的實施例；

圖4示出了用于確定推挽放大器中晶體管尺寸之間的導致推挽放大器中的最小二階失真的尺寸比的檢測電路的另一實施例；

圖5示出了用于確定推挽放大器中晶體管尺寸之間的導致推挽放大器中的最小二階失真的尺寸比的檢測電路的另一實施例；

圖6示出了如何能夠將具有可編程尺寸的mosfet晶體管實現為具有固定尺寸的晶體管組；

圖7示出了如何能夠使用mosfet晶體管實現圖6中使用的開關；

圖8示出了圖2的具有可編程尺寸比的推挽放大器級；

圖9示出了與檢測電路結合的直接轉換接收機的模擬信號處理部分的框圖；

圖10示出了可以使用圖9的電路的基站和移動臺；

圖11、12和13示出了說明圖9電路效果的仿真結果；以及

圖14示出了對具有推挽放大器的放大器電路進行校準以得到低二階失真的方法的流程圖。

具體實施方式

圖1示出了可以用作無線通信系統中的射頻信號的接收機的直接轉換接收機1的模擬域部分的示例的框圖。在接收機1中，在天線2處接收射頻信號，且射頻信號從天線2連接至低噪聲放大器3，并饋送到混頻器4，在混頻器4中將其下變頻為基帶輸入信號。這些信號可以是差分信號或單端信號，但是如上所述，存在偏好單端信號以節省成本的趨勢。混頻器4通過來自本地時鐘發生器5的時鐘信號來計時，該本地時鐘發生器5可以例如通過鎖定到參考時鐘信號的鎖相環(pll)來生成時鐘信號。在基帶輸入信號在模數轉換器7中被轉換到數字域以進一步處理之前，在低通濾波器6中以可變帶寬對基帶輸入信號進行低通濾波。

在如圖1所示的接收機的從天線2到模數轉換器7的模擬信號路徑中，通常通過低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和模數轉換器7中的每一個中的一個或多個放大器級對信號進行處理。接收機的性能很大程度上取決于模擬信號處理，且因此這些組成部分需要滿足一些嚴格的要求。尤其，它們必須顯示出足夠高的線性度，從而可以使失真最小化。在大多數電子系統中不希望有偶階非線性，并且偶階非線性對直接轉換接收機的性能特別有害。因此，在這樣的接收機中，在整個模擬信號路徑上對偶階線性有非常嚴格的要求。

適用于該應用的放大器級的示例是圖2所示的推挽放大器11。因此，推挽放大器11可以用作低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和模數轉換器7中的任一個中的放大器級。用在正供電電壓和負供電電壓之間串聯布置的具有p型mosfet(金屬氧化物半導體場效應晶體管)形式的上拉晶體管器件12和具有n型mosfet形式的下拉晶體管器件13來實現推挽放大器11。供電電壓之一(通常為負供電電壓)也可以接地。p型mosfet也可以表示為pmos，而n型mosfet也可以表示為nmos。然而應注意，推挽放大器也可以用兩個互補的雙極晶體管來實現。

由于其對稱結構，推挽放大器11展現出低偶階非線性。如果兩個互補晶體管器件12、13被設計為除了導電類型相反之外具有相同的模擬特性，則放大器級的偶階非線性應該非常低或為零。然而，在集成電路上制作放大器期間，兩個mosfet器件通常在不同的工藝步驟中形成，這意味著在實踐中，由于制作公差，針對p型和n型mosfet難以得到相同的模擬特性，且因此在放大器級中仍然存在一定量的偶階非線性。通常，制作公差的效果是晶體管器件的有效尺寸將圍繞其標稱值變化。對于mosfet器件，通常可以通過等效溝道寬度的改變來表示該變化。對于給定的集成電路或芯片上相同類型的所有晶體管器件，該變化將是大體相同的，因為它們都在相同的制作工藝中做出。設計為具有不同尺寸的相同類型的晶體管器件將以相同的比例變化。注意，對于除了其導電類型相反之外具有相同模擬特性的pmos晶體管和nmos晶體管，pmos晶體管通常將需要比nmos晶體管更寬的溝道。

因此，在實踐中，推挽放大器對于該應用似乎不像其理想狀態下應當的那樣有益，除非可以解決制作公差的問題。

以下描述對該問題的解決方案。該解決方案基于使用與放大器11集成在相同芯片(即，與低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和模數轉換器7中的任一個集成在相同芯片)上的檢測電路。

這種檢測電路的一個實施例被示出為圖3中的檢測電路15。檢測電路15用于找到最小化推挽放大器中的偶階失真的上拉(pmos)和下拉(nmos)器件之間的尺寸比。當找到該尺寸比時，該信息可以用于將低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和模數轉換器7中的推挽放大器校準到最小偶階失真。該電路包括兩個推挽放大器20、21和比較器29。

具有強連續波輸入信號(例如，接收機中可用的本地振蕩器信號)形式的測試信號作用于包括pmos上拉晶體管22和nmos下拉晶體管23在內的第一推挽放大器20。該第一放大器20在輸入處通過電容器26進行ac耦合，并通過反饋電阻器27進行自偏置。與具有零輸入信號相比，該放大器中出現的偶階互調將其自身表現為輸出處的dc偏移。因為我們只對輸出的dc值感興趣，所以在放大器的輸出處，存在接地以抑制高頻信號的電容器28。

第一放大器20的輸出v1被饋送到包括pmos上拉晶體管24和nmos下拉晶體管25在內的第二放大器21的輸入。除了沒有通過電阻反饋的自偏置或ac耦合電容之外，放大器21與第一放大器20相同。由于第二放大器21沒有任何強信號出現在其輸入處，所以在其輸出v2處不會有任何dc偏移。因此，其用作參考，將第一放大器20的輸出與沒有輸入信號的值進行比較，并對其進行放大。

然后可以將具有差分輸入的比較器29放置在兩個放大器20、21的輸出v1和v2之間，以調查二階非線性系數的符號。比較器29的輸出的符號指示兩個放大器20、21的輸出v1和v2中的哪一個具有最高值。

放大器中的nmos器件23、25和pmos器件22、24中的任一個或nmos器件和pmos器件這二者的尺寸是可編程的，其用通過器件的箭頭示出。兩個放大器中的nmos器件23、25或pmos器件22、24的器件尺寸如以連接通過各個器件的箭頭的虛線所示那樣串聯地(intandem)改變。尺寸比(即pmos器件22、24與nmos器件23、25的尺寸之比)可以從最小到最高掃描，反之亦然，對于每個尺寸比，比較器輸出的符號指示兩個放大器20、21的輸出v1和v2中的哪一個具有針對該尺寸比的最高值。當符號改變時找到轉換點，該轉換點表示偶階失真被最小化的晶體管尺寸比，因為針對該尺寸比，在有和沒有強信號施加于推挽輸入處的情況下推挽放大器低頻輸出大致相同。也可以使用其他搜索方法，如間隔減半。

在圖3中，pmos器件22、24的尺寸以及nmos器件23、25的尺寸被示為可編程的。然而如上所述，應注意，為了改變尺寸比，pmos器件22、24的尺寸或nmos器件23、25的尺寸的任一個是可編程的就足夠了。

此外應注意，第一推挽放大器20中的晶體管的尺寸不需要與第二推挽放大器21中的晶體管的尺寸相同，但是兩個放大器中的pmos和nmos器件之間的尺寸比需要相同。例如，推挽放大器20的晶體管的尺寸可以被調整為推挽放大器21的因數k倍大(或反之亦然)。這意味著，推挽放大器20的nmos晶體管是推挽放大器21的nmos晶體管的因數k倍寬，以及推挽放大器20的pmos晶體管是推挽放大器21的pmos晶體管的因數k倍寬。因此，有效地，第一推挽放大器20可被看作并聯連接的k個第二推挽放大器21副本。重要的是，針對兩個推挽放大器，pmos晶體管的尺寸和nmos晶體管的尺寸之間的關系是相同的。

在圖3中，兩個推挽放大器20、21的輸出由比較器29進行比較，針對pmos和nmos晶體管之間的可編程尺寸比的每個值，比較器29指示兩個輸出中的哪一個具有最高值。然而，可以使用其他電路類型(例如，產生指示兩個放大器輸出之差的輸出的線性電路)來代替比較器29。在這種情況下，可以選擇給出最接近零的線性電路輸出的尺寸比值作為使偶階失真最小化的尺寸比。

由于器件失配導致的放大器中的隨機偏移會影響該結果。為了減輕這種影響，可以實現有效地切換兩個放大器的位置的開關，這在圖4所示的檢測電路31中示出。箭頭指示晶體管可以通過多個未示出的開關來切換位置，使得晶體管24、25將替代地成為第一推挽放大器20的一部分，而晶體管22、23將替代地成為第二推挽放大器21的一部分。然后，應執行兩次對最佳晶體管尺寸比的搜索，針對每個放大器位置一次，并將結果求平均。

也可以與上述方法組合以減輕失配的備選方案是給可編程晶體管增加更多的開關元件，形成多種使用不同器件組合產生特定標稱晶體管寬度的方式。然后可以在利用不同組合的k次搜索之后評估該結果。

檢測電路的另一實施例被示為圖5所示的檢測電路32。與圖3中的檢測電路15相比，檢測電路32僅使用一個推挽放大器20，其對應于圖3中的第一推挽放大器20。作為替代，可以對施加于放大器的輸入信號(例如，來自接收機中的本地振蕩器的強連續波信號)進行接通和斷開。當接通輸入信號時，如圖3所示，放大器20中出現的偶階非線性將其自身表現為其輸出處的dc偏移。然后，可以將該輸出信號的值存儲在寄存器33中。當斷開輸入信號時，由于在放大器20的輸入處不存在信號，放大器20將不會在輸出處具有任何dc偏移。此外，該值被饋送到寄存器33，并且比較器29現在可以按照與圖3中其比較兩個放大器輸出相同的方式來比較來自寄存器33的兩個信號。再次，比較器29的輸出的符號指示哪一個輸出具有最高值，即二階非線性系數的符號。

圖6示出了可以將具有可編程尺寸的mosfet晶體管實現為可在其柵極或漏極端或這二者處切換進電路的固定尺寸的晶體管組。在圖6的左側，如可以在通過器件的箭頭處看到的，示出了具有可編程尺寸的nmos晶體管35。在圖的右側，nmos晶體管35被示為實現為可以通過開關并聯連接的若干固定尺寸的nmos晶體管41、42、43。開關44、46、48可以將輸入信號與晶體管的柵極端連接，而開關45、47、49可以將晶體管的漏極端與晶體管35的漏極端連接。因而，可以通過并聯連接若干晶體管41、42、43來調節nmos晶體管35的有效尺寸。例如使用二進制加權、相同尺寸、或者較大器件與較小器件組合以進行精細調諧，晶體管41、42、43的晶體管尺寸的加權可以是不同的。可以以類似的方式實現具有可編程尺寸的pmos晶體管。

開關44、45、46、47、48、49也可以用mosfet晶體管來實現，如在圖7中針對nmos晶體管41所示。將用于將輸入信號與晶體管41的柵極端連接的開關44實現為nmos晶體管44和由反相器52驅動的另一nmos晶體管51的組合，該另一nmos晶體管51被布置為在輸入信號被斷開時將該柵極端與地連接。開關晶體管44、51由控制信號vc1控制，該控制信號vc1由控制器根據晶體管35的期望尺寸而激活。將用于將晶體管41的漏極端與晶體管35的漏極端連接的開關45實現為也由控制信號vc1控制的nmos晶體管45。

如上所述，檢測電路15、31、32被配置為確定集成電路上的推挽放大器中的pmos和nmos晶體管之間的導致最小化偶階非線性的尺寸比。當已經找到該最佳尺寸比時，該了解可以用于將低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和/或模數轉換器7中的推挽放大器校準到最小偶階失真，因為這些放大器位于相同的集成電路上，因而在相同的工藝步驟中被制造，使得檢測電路的推挽放大器的最佳尺寸比也是接收機的信號路徑中的推挽放大器的最佳尺寸比。

在一個實施例中，可以通過使用針對對該集成電路的最佳尺寸比的了解來計算被布置為改變信號路徑中的推挽放大器的靜態工作點的控制信號(例如通過對推挽放大器的輸入施加可控偏移電流、或通過施加與推挽放大器中的pmos晶體管和/或nmos晶體管串聯的可控偏置電壓)，從而校準接收機的信號路徑中的推挽放大器。

在另一個實施例中，信號路徑中的推挽放大器的pmos晶體管和/或nmos晶體管的尺寸以與檢測電路中相同的方式可編程。這在圖8中示出，圖8示出了圖2的推挽放大器11，區別在于：pmos晶體管12和nmos晶體管13現在被示為具有指示晶體管的有效尺寸(即溝道寬度)是可編程的箭頭。然后可以根據由檢測電路15、31或32確定的最佳尺寸比來設置推挽放大器11的尺寸比，即pmos晶體管12的尺寸與nmos晶體管13的尺寸之比。

圖9示出了接收機55的模擬域部分，其中這被實現。天線2、低噪聲放大器3、本地時鐘發生器5、混頻器4、低通濾波器6和模數轉換器7是與圖1接收機1中相同的組件。與圖3中所示相同，現在來自本地時鐘發生器5的信號也被施加于檢測電路21的輸入。備選地，也可以使用圖4的檢測電路31或圖5的檢測電路32。控制電路56被配置為如上所述將檢測電路21的推挽放大器的尺寸比編程為若干不同的值，并針對每個所選尺寸比，檢查比較器29的輸出的符號，直至符號改變為止。然后了解到最佳尺寸比，并且控制電路56現在可以將例如低噪聲放大器3中的推挽放大器11的尺寸比編程為相同的尺寸比。應注意：低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和/或模數轉換器7中的各個推挽放大器的晶體管的絕對尺寸不同，但控制電路56將會將它們調節為具有由控制電路56和檢測器電路21確定的尺寸比，而與其實際尺寸無關。

上述校準技術確保了隨工藝變化的偶階失真消除。在沒有這種校準的情況下，消除將只是在通常條件下有效，然后電路將不會滿足其他工藝角(processcorner)的線性要求。因而校準是必需的，以使產量可接受。校準基于失真檢測電路，其由來自本地振蕩器的強連續波信號饋入。檢測電路包括兩個推挽放大器，且檢測由于饋入放大器之一的連續波信號的二階非線性導致的相應dc輸出電壓偏移。然后控制檢測器中的器件(即上拉器件或下拉器件(或可能兩者))的有效尺寸，直至dc輸出電壓電平變為接近于零。然后了解到針對低失真操作的上拉和下拉器件的尺寸比，并且可以相應地設置信號路徑中的放大器的有效器件尺寸。尺寸比將取決于工藝角，且因而不能是在設計時設置的固定值。

檢測電路簡單且功耗低，并且在校準后甚至可以關閉，因而不再消耗更多能量。通過使用該校準，即使隨工藝變化，電路中的推挽放大器也將具有非常低的偶階失真。可以使放大器的校準非常簡單，且在寄生效應和芯片面積方面具有較低的開銷。降低偶階失真產物將為期望信號提供更多的余量。這也將降低信號接收被不具有saw濾波器的單端輸入接收機中的偶階互調產物阻斷的風險。

圖10示出了可以使用圖9的接收機電路55的無線通信系統的示例。在兩個無線通信設備之間發送射頻信號，這里，無線通信設備的示例是基站61和移動臺62。在基站61中，天線63與發射機64和接收機65連接，發射機64和接收機65均與信號處理單元66連接。如圖所示，接收機65包括具有檢測電路21和在低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和模數轉換器7中的模擬信號處理的接收機電路55。類似地，在移動臺62中，天線67與發射機68和接收機69連接，發射機68和接收機69均與信號處理單元70連接。如圖所示，接收機69包括具有檢測電路21和在低噪聲放大器3、混頻器4、低通濾波器6和模數轉換器7中的模擬信號處理的接收機電路55。

為了說明上述解決方案的效果，已在仿真程序中進行了仿真。根據圖3的原理圖設計了檢測器電路。nmos晶體管的寬度為10um，長度為0.5um。pmos長度也為0.5um，并且pmos寬度被掃描。輸入信號在1ghz為300mv。正供電電壓為1.2v，且負供電電壓為0v。檢測電路15的兩個推挽放大器20、21的輸出電壓v1和v2(即，比較器29的輸入電壓)被確定為取決于掃描到的pmos寬度。

作為信號路徑放大器的示例，也對采用與檢測器中相同的拓撲和晶體管尺寸的放大器進行了仿真，這里負載為100歐姆。該放大器經歷雙音測試以檢查其線性。在輸入處注入的音調在1ghz和1.2ghz處，給出了200mhz處的二階產物。輸入音調幅度均為200mv。二階互調被確定為取決于掃描到的pmos寬度。

依賴于pmos寬度的針對不同的工藝角的仿真結果如圖11至13中所示。圖11示出了典型-典型工藝角(即pmos和nmos均是典型的)的仿真結果，圖12示出了快-慢工藝角(即pmos慢且nmos快)的仿真結果，以及圖13示出了慢-快工藝角(即pmos快且nmos慢)的仿真結果。

對于所有這三幅圖，被標記為v1和v2的兩條線是檢測器電路中的比較器的兩個輸入電壓，在左軸上讀出。在線交叉處，找到檢測到的pmos與nmos的尺寸比。在圖11所示的典型-典型情況下，所找到的尺寸比等于2.8，因為橫軸在交叉處的讀數為28umpmos寬度，且nmos寬度為10um，給出比為2.8。類似地，在圖12所示的快-慢情況下，所找到的尺寸比等于3.18，且在圖13所示的慢-快情況下，所找到的尺寸比等于2.46。

相對于pmos寬度的針對單獨放大器的二階互調在這三幅圖中被示為標記為im2的曲線，在右軸上讀出。可以看出，最小二階互調發生在針對所有工藝角檢測到的pmos與nmos之比附近，從而使該技術生效。

還可以看出，不同的工藝角需要如相當不同的晶體管寬度比(慢-快角中的2.46對比快-慢中的3.18)，顯示出對于如本申請的校準技術的需求。如果在設計階段期間設置了固定的尺寸比，則如可從這些圖中所見，在一些工藝角中，二階互調會是相當大的。

因而通過使用上述檢測電路，可以確定正確的nmos和pmos寬度之比，使得隨工藝變化在單端推挽電路中得到低二階失真。

圖14示出了對具有在信號路徑中如上所述布置的推挽放大器的放大器電路進行校準以在放大器電路中得到低二階失真的方法的流程圖。在步驟101中，將檢測電路的推挽放大器中的一對互補的晶體管器件的有效尺寸之間的尺寸比連續調節為多個值。對于尺寸比的每個值，在步驟102中檢測兩個推挽放大器輸出信號，即，在具有施加到相應的放大器輸入的測試信號的情況下的推挽放大器輸出信號和在沒有施加到相應的放大器輸入的測試信號的情況下推挽放大器輸出信號。在步驟103中，確定使兩個推挽放大器輸出信號之差最小的尺寸比，然后在步驟104中，根據該確定的尺寸比來校準信號路徑中布置的推挽放大器。

換言之，公開了一種電子集成電路55，其包括具有至少一個推挽放大器11的第一放大器電路，所述至少一個推挽放大器11具有在兩個供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件12、13，其中，所述第一放大器電路被配置為被校準以得到低二階失真。當所述集成電路還包括具有至少一個推挽放大器20、21的第二放大器電路15、31、32時實現所述目的，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器20、21具有在所述供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件22、23、24、25，其中，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器20、21的所述一對互補的晶體管器件22、23、24、25的有效尺寸之間的尺寸比能夠通過調節其晶體管器件中的至少一個晶體管器件的有效尺寸來調節；以及測試信號loin能夠施加在所述第二放大器電路的輸入端；以及所述電子集成電路被配置為：將所述第二放大器電路的所述至少一個推挽放大器20、21的尺寸比連續調節為多個值，針對每個尺寸比，確定所述第二放大器電路的兩個輸出信號，所述兩個輸出信號中的第一輸出信號v1是在施加了測試信號的情況下推挽放大器的低通濾波輸出信號，以及第二輸出信號v2是在沒有施加測試信號的情況下推挽放大器的輸出信號；確定兩個相鄰尺寸比，針對所述兩個相鄰尺寸比，第一推挽放大器輸出信號v1和第二推挽放大器輸出信號v2之差具有相反符號；選擇所述兩個相鄰尺寸比之一；以及根據所選尺寸比，對所述第一放大器電路的至少一個推挽放大器11進行校準。

通過使用具有推挽放大器(該推挽放大器具有在其晶體管器件之間可調節的尺寸比)的檢測電路形式的第二放大器電路，并且在有和沒有測試信號施加于該推挽放大器的輸入的情況下能夠確定該推挽放大器的輸出的情況下，可以容易地找到在有和沒有測試信號的情況下的輸出之差最小、因而也是二階失真最小的最佳尺寸比。然后可以將對該最佳尺寸比的了解用于校準通常在信號路徑中使用的第一放大器電路的推挽放大器。以這種方式，即使隨集成電路的工藝變化，也可以將二階失真最小化，因為每個集成電路都被單獨校準。檢測電路簡單并且具有低功耗，而且在校準后甚至可以將檢測電路關閉，從而不再消耗更多的能量。

所述集成電路還可以包括比較器29，其被配置為將所述第一推挽放大器輸出信號v1和所述第二推挽放大器輸出信號v2進行比較，并提供指示所述第一推挽放大器輸出信號v1和所述第二推挽放大器輸出信號v2之差的符號的比較器輸出信號；以及所述集成電路還被配置為：通過確定所述比較器輸出信號的改變來確定使所述第一推挽放大器輸出信號v1和所述第二推挽放大器輸出信號v2之差具有相反符號的兩個相鄰尺寸比。對比較兩個放大器輸出的比較器的這種使用是檢測最佳尺寸比的簡單方式。

第二放大器電路可以包括兩個推挽放大器，其中第一推挽放大器20具有與所述第二放大器電路的能夠在其上施加測試信號loin的輸入端連接的輸入，以及第二推挽放大器21具有與第一推挽放大器20的輸出連接的輸入。第一推挽放大器20和第二推挽放大器21的尺寸比被布置為被調節為相同的值；以及要確定的兩個輸出信號v1、v2是第一推挽放大器和第二推挽放大器的輸出信號。這是允許同時確定兩個輸出信號的簡單實現方式。應注意，在實踐中，由于制造上的不精確，難以獲得完全相同的值。因而在該上下文中，相同意味著在制造公差內相同，而不是完全相同。

在這種情況下，第二放大器電路還可以被配置為將第一推挽放大器20的一對互補的晶體管器件替換為第二推挽放大器21的一對互補的晶體管器件，或將第二推挽放大器21的一對互補的晶體管器件替換為第一推挽放大器20的一對互補的晶體管器件。以這種方式，可以減輕由于器件失配而導致的放大器中的隨機偏移。

在一個實施例中，第一放大器電路和第二放大器電路的推挽放大器的一對互補的晶體管器件分別是n型和p型場效應晶體管器件。

在另一實施例中，可以將每個具有能夠調節的有效尺寸的晶體管器件35實現為晶體管41、42、43的組，其中，能夠通過可控開關44、45、46、47、48、49將可選數量的個體晶體管并聯耦合。在這種情況下，將所述可控開關實現為場效應晶體管44、45、51。

在另一實施例中，所述電子集成電路被配置為施加所述測試信號loin，作為來自所述電子集成電路上布置的本地振蕩器電路5的連續波信號。這是簡單的解決方案，因為本地振蕩器電路已存在于集成電路上。

在另一實施例中，可按照與針對第二放大器電路的至少一個推挽放大器20、21相同的方式來調節第一放大器電路的至少一個推挽放大器11的尺寸比，以及通過將第一放大器電路的至少一個推挽放大器11的尺寸比調節為所選尺寸比，對第一放大器電路進行校準。當第一放大器電路(即，信號路徑放大器電路)的推挽放大器的尺寸比也可調節時，可以通過該放大器直接使用所確定的尺寸比。

電子裝置可以包括如上所述的至少一個電子集成電路55。以這種方式，該裝置受益于該電子集成電路的所述優點。該電子裝置可以是包括針對射頻信號的直接轉換接收機或低中頻接收機在內的無線通信設備。在一個實施例中，所述無線通信設備可以是無線通信系統的基站61。在另一實施例中，所述無線通信設備是在無線通信系統中使用的移動電話62。

如上所述，本發明還涉及一種用于校準電子集成電路的第一放大器電路以得到低二階失真的方法，其中，所述第一放大器電路包括至少一個推挽放大器11，該至少一個推挽放大器11具有在兩個供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件12、13，其中，所述電子集成電路還包括具有至少一個推挽放大器20、21的第二放大器電路15、31、32，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器20、21具有在所述供電電壓之間串聯布置的一對互補的晶體管器件22、23、24、25，其中，所述第二放大器電路的至少一個推挽放大器20、21的所述一對互補的晶體管器件22、23、24、25的有效尺寸之間的尺寸比能夠通過調節其晶體管器件中的至少一個晶體管器件的有效尺寸來調節。所述方法包括以下步驟：將所述第二放大器電路的所述至少一個推挽放大器20、21的尺寸比連續調節101為多個值；針對每個尺寸比，確定102所述第二放大器電路的兩個輸出信號，所述兩個輸出信號中的第一輸出信號v1是在對所述第二放大器電路的輸入端施加了測試信號的情況下推挽放大器的低通濾波輸出信號，以及第二輸出信號v2是在沒有施加測試信號的情況下推挽放大器的輸出信號；確定103兩個相鄰尺寸比，針對所述兩個相鄰尺寸比，所述第一推挽放大器輸出信號v1和所述第二推挽放大器輸出信號v2之差具有相反符號；選擇所述相鄰尺寸比之一；以及根據所選尺寸比，對所述第一放大器電路的至少一個推挽放大器11進行校準104。

通過使用具有推挽放大器(該推挽放大器具有在其晶體管器件之間可調節的尺寸比)的檢測電路形式的第二放大器電路，并且在有和沒有測試信號施加于該推挽放大器的輸入的情況下能夠確定該推挽放大器的輸出的情況下，可以容易地找到在有和沒有測試信號的情況下的輸出之差最小、因而也是二階失真最小的最佳尺寸比。然后可以將對該最佳尺寸比的了解用于校準通常在信號路徑中使用的第一放大器電路的推挽放大器。以這種方式，即使隨集成電路的工藝變化，也可以將二階失真最小化，因為每個集成電路都被單獨校準。檢測電路簡單并且具有低功耗，而且在校準后甚至可以將檢測電路關閉，從而不再消耗更多的能量。

在一個實施例中，所述方法包括以下步驟：施加所述測試信號loin，作為來自在所述電子集成電路上布置的本地振蕩器電路5的連續波信號。這是簡單的解決方案，因為本地振蕩器電路已存在于集成電路上。

在另一實施例中，可按照與針對第二放大器電路的至少一個推挽放大器20、21相同的方式來調節第一放大器電路的至少一個推挽放大器11的尺寸比，以及所述方法包括以下步驟：通過將第一放大器電路的至少一個推挽放大器11的尺寸比調節為所選尺寸比，對所述第一放大器電路進行校準。當第一放大器電路(即，信號路徑放大器電路)的推挽放大器的尺寸比也可調節時，可以通過該放大器直接使用所確定的尺寸比。

盡管已經描述和示出了本發明的多個實施例，但是本發明不限于此，還可以在以下權利要求中所定義的主題范圍內用其他方式來體現。