電容式感測設備的制作方法
本發明總體上涉及一種電容式感測設備，例如用于檢測存在或不存在坐在車輛座椅上的乘員。
背景技術：
被稱為某種電場傳感器或接近傳感器的電容式傳感器或電容式感測設備指的是響應于在電場上感測到的事物(人、人體的一部分、寵物、物體等)的影響而生成信號的傳感器。電容式傳感器通常包括至少一個天線電極，在傳感器進行操作的同時對天線電極施加振蕩電信號，并且天線電極隨后將電場發射到靠近天線電極的空間的區域中。傳感器包括至少一個感測電極，在該感測電極處檢測物體或生物對電場的影響。在一些(所謂的“加載模式”)電容式占用傳感器中，一個或多個天線電極與感測電極同時進行操作。在這種情況下，測量電路確定響應于施加到天線電極的振蕩電壓而流入一個或多個天線電極的電流。電壓與電流的關系在一個或多個天線電極與地之間產生復阻抗。在電容式傳感器的替代形式(“耦合模式”電容式傳感器)中，(多個)發射天線電極與(多個)感測電極彼此分隔開。在這種情況下，測量電路確定當發射天線電極進行操作時在感測電極中感應的電流或電壓。
在j.r.smith的題為“electricfieldsensingforgraphicalinterfaces”的技術文獻(computergraphicsi/odevices出版，1998年5月/6月號，第54-60頁)中解釋了不同的電容感測機制。該文獻描述了用于進行非接觸三維位置測量的電場感測的概念，并且更具體地，用于出于向計算機提供三維位置輸入的目的來感測人手的位置。在電容式感測的一般概念中，作者對他稱為“加載模式”、“分流模式”和“發射模式”的對應于各種可能的電流通路的不同機制加以區分。在“加載模式”中，將振蕩的電壓信號施加到發射電極，這將建立到地的振蕩電場。要感測的物體修改了發射電極與地之間的電容。在“分流模式”中，將振蕩的電壓信號施加到發射電極，建立到接收電極的電場，并且測量在接收電極處所感應的位移電流，由此可以由被感測的身體來修改位移電流。在“發射模式”中，發射電極通過直接電連接或經由電容式耦合與用戶的身體進行接觸，用戶的身體繼而成為相對于接收器的發射器。“分流模式”被替代地稱為上述“耦合模式”。
已經提出了多種多樣的電容式乘員感測系統，例如，用于控制一個或多個安全氣囊的展開，例如，駕駛員安全氣囊、乘客安全氣囊和/或側面安全氣囊。jinno等人的美國專利6,161,070涉及一種乘客檢測系統，其包括安裝在汽車中的乘客座椅的表面上的單個天線電極。振蕩器將振蕩電壓信號施加到天線電極，由此在天線電極周圍產生微小的電場。jinno提出基于流向天線電極的電流的幅度和相位來檢測座椅中存在或不存在乘客。
授予stanley的美國專利6,392,542教導了一種電場傳感器，其包括可安裝在座椅內并可操作地耦合到感測電路的電極，感測電路向電極施加振蕩或脈沖信號，該信號的頻率對座椅的濕度“至多有微弱響應”。stanley提出測量流向電極的電流的相位和幅度，以檢測被占用的或空的座椅并補償座椅濕度。
其他人的想法是使用座椅加熱器的加熱元件作為電容式占用感測系統的天線電極。wo92/17344a1公開了一種具有導體的電加熱車輛座椅，其可以通過位于座椅表面的電流通過而被加熱，其中，導體還形成了雙電極座椅占用傳感器的一個電極。
wo95/13204公開了一種類似的系統，其中，測量連接到加熱元件的振蕩器的振蕩頻率以得出車輛座椅的占用狀態。例如，在us7,521,940、us2009/0295199和us6,703,845中公開了座椅加熱器和電容式傳感器的更詳述的組合。
技術問題
本發明的目的在于提供一種電容式感測設備(其可以與加熱元件組合或不組合)，該電容式感測設備可以以有競爭力的價格和低頻噪聲抑制來制造。該目的通過根據權利要求1所述的電容式感測設備來實現。
技術實現要素：
根據本發明的第一優選方面，一種電容式感測設備包括用于響應于在天線電極中引起的交變電壓而發射交變電場的天線電極以及控制和評估電路。控制和評估電路包括跨阻抗放大器裝置，跨阻抗放大器裝置被配置為通過向天線電極注入電流來將交變電壓維持為等于參考電壓節點上的交變參考電壓，并且測量電流，微控制器和第一多路復用器被配置和布置為將所述天線電極交替地切換到跨阻抗放大器裝置的輸入節點和交變參考電壓節點。
跨阻抗放大器裝置包括第二多路復用器和具有反相輸入端和非反相輸入端的差分跨阻抗放大器，所述第二多路復用器被配置和布置為將跨阻抗放大器裝置的輸入節點上的信號交替地切換到所述跨阻抗放大器的反相輸入端和非反相輸入端，其中，所述微控制器被配置為利用數字控制信號來控制所述第二多路復用器，其中，所述第二多路復用器和所述差分跨阻抗放大器以及可操作地連接到所述跨阻抗放大器的第一低通濾波器一起形成了同步整流器裝置。
在優選實施例中，跨阻抗放大器的反相輸入節點和非反相輸入節點由相應的保護電容器交流耦合到參考電壓節點。這些電容確保感測節點始終通過小的ac阻抗連接到防護裝置(guard)，而與多路開關的位置無關。與和傳感器并聯的感測裝置和防護裝置之間的寄生電容相比，保持感測節點與防護節點之間的測量系統的輸入ac阻抗低意味著大體上所有流過未知阻抗的電流將流過測量路徑。
在另一優選實施例中，控制和評估電路還包括可操作地布置在跨阻抗放大器裝置的輸入節點處的第二低通濾波器。第一個示例可以例如包括分別布置在反相輸入節點和非反相輸入節點中的第一鐵氧體磁珠(ferritebeads)和第二鐵氧體磁珠，以及用于將所述第一鐵氧體磁珠和第二鐵氧體磁珠的下游端交流耦合到地的第一濾波電容器和第二濾波電容器。這種低通濾波器使進入差分跨阻抗放大器的剩余高頻電流衰減。
在本發明的另一個實施例中，控制和評估電路包括具有用于提供數字信號的數字輸出端的微控制器和可操作地連接到數字輸出端的第三低通濾波器，以用于通過對數字信號進行低通濾波而生成交變參考電壓。
如將意識到的，本發明利用控制和評估電路內的微控制器的存在來生成交變參考電壓。由于現在的電容式傳感器通常包括用于處理測量和/或與其它設備進行通信的微控制器，用于生成大體上正弦的交變參考電壓的對數字信號的低通濾波代表對現有解決方案(通常使用有源部件，例如振蕩器或具有晶體管和運算放大器的電路)的極具成本效益的替代方案。
可操作地連接到數字輸出端的第三低通濾波器優選地包括lc低通濾波器。
優選地，電容式感測設備包括可操作地連接到第三低通濾波器的驅動屏蔽電極，以用于獲得施加的交變參考電壓。可以使用驅動屏蔽電極，特別是在天線電極相對靠近接地表面布置的應用中。在這種情況下，可以在天線電極與接地表面之間布置驅動屏蔽電極，從而減小天線電極與接地表面之間的電容，并使電容式感測設備對該電容的較小變化(例如，由人的手或身體的接近所引起的)更敏感。
如果天線電極被布置在離控制和評估電路一定距離處，則電容式感測設備優選地包括屏蔽電纜，包括芯導體和圍繞芯導體的屏蔽導體，天線電極經由芯導體可操作地與控制和評估電路連接，并且驅動屏蔽電極經由屏蔽導體可操作地連接到第三低通濾波器。屏蔽導體防止天線電極與控制和評估電路之間的電線電容式地耦合到地，否則會導致取決于電線長度的不期望有的測量偏移。
根據本發明的優選實施例，電容式感測設備包括與天線電極并聯的可控制地進行開關的至少一個標準阻抗，其中開關被布置為與至少一個標準阻抗串聯并由微控制器控制。
微控制器有利地包括測量輸入端，跨阻抗放大器的輸出端經由另外的低通濾波器(具有增益)與測量輸入端可操作地連接，所述另外的低通濾波器包括偏移校正電路。
根據本發明的優選方面，電容式感測設備包括用于響應于在天線電極中引起的交變電壓而發出交變電場的天線電極和包括差分跨阻抗放大器的控制和評估電路，差分跨阻抗放大器被配置為通過向天線電極注入電流來將交變電壓維持為等于參考電壓節點上的交變參考電壓，并測量電流。控制和評估電路包括微控制器和多路復用器，多路復用器被配置和布置為將所述天線電極交替地切換到跨阻抗放大器的電流輸入端和交變參考電壓節點，微控制器被配置為利用數字控制信號來控制多路復用器。多路復用器和跨阻抗放大器以及可操作地連接到跨阻抗放大器的低通濾波器一起形成了同步整流器裝置。跨阻抗放大器的電流輸入節點通過保護電容器交流耦合到參考電壓節點。將意識到，保護電容器在電流輸入節點和跨阻抗放大器之間提供低阻抗路徑，從而大體上防止高頻電流使得由同步整流器輸出的有用信號分量失真。優選地，第二保護電容器將參考電壓節點交流耦合到電路接地。
值得注意的是，根據本發明的另一優選方面配置的電容式感測設備可以但不必根據本發明的第一優選方面來進行配置。然而，本發明的優選實施例涉及將上文中所討論的第一優選方面和第二優選方面兩者相結合的電容式感測設備。
根據本發明的第一方面和/或第二方面的電容式感測設備可以用于例如電容式后備箱開啟器(如果檢測到接近的腿部則打開汽車的行李箱)、電容式開門器、或集成電容式感測和加熱系統中(例如在車輛座椅或方向盤中)。
附圖說明
根據參考附圖的非限制性實施例的以下具體實施方式，本發明的進一步細節和優點將變得顯而易見，在附圖中：
圖1是示出本發明的一些方面的電容式感測設備的方框示意圖；
圖2是電容式感測設備的另一個實施例的方框示意圖；
圖3是圖2的電容式感測設備的實施例的變型的方框示意圖。
具體實施方式
圖1示出了電容式感測設備10的實施例。電容式感測設備10包括導電天線電極(“感測電極”)12和導電驅動屏蔽電極(“防護電極”)14。感測電極12和防護電極14彼此電隔離。感測電極12與地之間的事先未知的復阻抗16是要由電容式感測設備10測量的阻抗。感測電極12和防護電極14通過屏蔽電纜20連接到控制和評估電路(“測量電子設備”)18。
控制和評估電路18包括在下文中被稱為防護節點22的導體，對該導體施加頻率包括在100khz至500khz范圍內的正弦電壓。然而，應當注意，在不脫離本發明的范圍的情況下，本實施例的變型可以采用從10khz至10mhz范圍內的其它頻率。防護節點22上的正弦電壓也被稱為防護電壓或防護正弦波，并且表示上述交變參考電壓。防護節點22通過屏蔽電纜20的屏蔽導體24與防護電極14連接。
防護節點22上的正弦電壓由低通lc濾波器26生成。防護節點22對應于低通lc濾波器26的輸出端。低通lc濾波器26的輸入端與微控制器30的pwm(脈沖寬度調制)輸出端28連接，pwm輸出端28在操作期間向低通lc濾波器26施加具有期望頻率的pwm數字信號(方波)。低通lc濾波器26基本上通過僅使數字信號的基頻通過并抑制其諧波來將數字信號轉換成正弦防護電壓。
在所示實施例中，低通lc濾波器26包括源端接電阻32、第一電容器34、電感器36、第二電容器38、負載端接電阻40和負載端接解耦電容器42。電容器42確保輸出電壓的dc分量是微控制器30的操作電壓的一半。優選地，低通lc濾波器26的截止頻率被選擇為使其處于防護電壓的操作頻率范圍之上。然而，如果可以容許基頻的一些衰減，則低通lc濾波器26的截止頻率也可以略微低于基頻，這可以導致相對于基頻更好地抑制諧波。優選地，選擇濾波器拓撲結構和濾波器類型，以使得對于給定的截止頻率，使電容38最大。該電容最大化的目的將在后面詳細描述。在所示實施例中，使用了3極、0.1db波紋切比雪夫低通濾波器。這種選擇代表了導致低成本的低部件數量、諧波抑制和電容38的最大化之間的良好折衷方案。顯然，其它濾波器拓撲結構可能導致類似的結果。使用來自微控制器的數字信號結合lc濾波器以用于生成防護電壓的顯著優點是總體成本低。除了微控制器30之外，不采用有源設備，如由晶體管和/或運算放大器組成的放大器。由于測量系統中無論如何都需要使用微控制器，因此提供微控制器不會涉及任何額外成本。
感測電極12經由屏蔽電纜20的芯導體46與控制和評估電路18的所謂的感測節點44連接。感測節點44是測量電子設備的輸入節點，和測量路徑的起始點。控制和評估電路18的測量路徑包括作為主要部件的多路復用器48、跨阻抗放大器50和具有(固定)增益和偏移校正的低通濾波器52。
感測節點44連接到spdt(單極雙擲)多路復用器48的公共節點。多路復用器48在防護電壓的一半周期期間交替地將感測節點44連接到防護節點22，并且在防護電壓的另一半周期期間連接到跨阻抗放大器50的電流輸入端54。跨阻抗放大器50具有電流輸入端，其在保持打開時具有等于交變參考電壓的限定電壓。多路復用器48的開關動作由微控制器30的第二pwm輸出端57控制。pwm輸出端28和57上的信號頻率相同，并且微控制器的軟件控制這些信號之間的相移。微控制器30使兩個相移值之間的相移交替，兩個相移值優選地相差90度。對于這些相移值中的每一個測量流入感測節點44中的電流產生兩個測量結果，由此可以計算出感測電極12與地之間的復阻抗或復電導。
跨阻抗放大器50包括連接在跨阻抗放大器50的電流輸入端54與防護節點22之間的第一電容器56。該電容保證感測節點44始終經由相對小的ac阻抗連接到防護節點，而與多路復用器開關48的位置無關。與感測電極12與防護電極14之間的寄生阻抗、電纜20的阻抗和emi(電磁干擾)保護電容器58的阻抗相比，保持感測節點44與防護節點22之間的測量電子設備的輸入ac阻抗低意味著流過未知阻抗16的大體上所有電流也流過從多路復用器48開始的測量路徑，而不是通過上述的寄生阻抗流入防護節點22。在這種情況下，值得注意的是，由于解調是由多路復用器48實現的，所以有用信息被包含在流入跨阻抗放大器的電流輸入端54的電流的dc分量中，并且dc分量不能跨過電容器56流走。因此，當電容器56使到防護節點22的交變電流偏離時，其不會降低測量電子設備關于未知阻抗16的靈敏度。電阻器60大體上限定了跨阻抗放大器50的增益(或跨阻抗)。電阻器62和電容器64確保放大器66及其反饋部件的開環增益具有足夠的相位裕度，從而防止反饋系統的振蕩。
具有增益和偏移校正的低通濾波器52具有作為輸入的跨阻抗放大器50的輸出和微控制器30的第三pwm輸出68。跨阻抗放大器50的輸出電壓通常太小，而不能被微控制器30的adc(模擬-數字轉換器)輸入端70直接讀取。另外，在跨阻抗放大器50的輸出端67上仍然存在相當大量的防護正弦波。因此，具有增益和偏移校正的低通濾波器52通過低通濾波去除跨阻抗放大器50的輸出端67處的殘留防護正弦波，并以固定的增益放大所得到的dc電壓。為了避免放大導致dc電壓過驅動微控制器30的adc輸入端70，通過將來自微控制器30的pwm輸出端68的信號注入到具有增益和偏移校正的低通濾波器52的輸入端來施加偏移校正。電阻器72和74之間的電阻比限定了偏移校正范圍。電阻器72、74、76和78、電容器80、82和運算放大器84一起形成了所謂的多反饋(mfb)二階有源低通濾波器。dc電壓源86限定了具有增益和偏移的低通濾波器52的dc操作點。通常，dc電壓源86的dc電壓被選擇為等于微控制器30的電源電壓的一半。
為了校準目的，在感測節點44與電路接地之間布置與未知阻抗16并聯的參考阻抗(也稱為標準阻抗)88。參考阻抗被布置為與開關90串聯，開關90經由微控制器30的另外的數字輸出端92進行控制。微控制器30周期性地斷開和閉合開關90(例如以10hz和10khz之間的速率)，從而將參考阻抗88切換為與未知阻抗16并聯。對于開關90的每個開關位置，微控制器30測量復數值。令α表示當開關90斷開時獲得的復數值，并且β表示當開關90閉合時獲得的復數值。α通過計算α＝α1+jα2獲得，其中，α1是當多路復用器48相對于防護正弦波的相位為
在所示實施例中，提供了第二參考阻抗94。多路復用器96將其交替地連接到跨阻抗放大器的電流輸入端54或防護節點22。另一方面，第二參考阻抗94經由開關98連接到電路接地。多路復用器96的開關動作由微控制器30的第四pwm輸出端100控制。
當執行上述α和β的測量時，微控制器30優選地保持將第二參考阻抗94連接到防護節點22，以避免其作為偏移進入測量結果。
第二參考阻抗94優選地以以下方式使用。首先，控制多路復用器48以使得其將感測電極12切換到防護節點22。因此，致使測量電子設備對未知阻抗16的任何變化都不敏感。經由另外的數字輸出102，微控制器30閉合開關98。然后控制多路復用器96將第二參考阻抗94在防護電壓的一半周期期間交替地連接到防護節點22，并且在防護電壓的另一半周期期間連接到跨阻抗放大器50的電流輸入端54。多路復用器94的開關動作由微控制器30的第四pwm輸出端100控制。在該測量期間，pwm輸出端28和100上的信號頻率相同，并且微控制器30的軟件控制這些信號之間的相移。微控制器30使在優選地相差90度的兩個相移值之間的相移交替。對于這些相移值中的每一個，測量流入第二參考阻抗94的電流產生兩個實數值測量，本文中被表示為γ1和γ2，或一個復數值γ＝γ1+jγ2，其對應于第二參考阻抗的復阻抗。這種布置具有以下優點：單獨地且獨立于未知阻抗測量參考阻抗94。假設使用相同的相位偏移
另外，假設多路復用器96的寄生電容明顯小于偏移電容，可以測量公共節點和地之間的偏移電容與多路復用器96的輸出和地之間的偏移電容之和。對于該測量，微控制器30斷開開關98，但在其它情況下保持與測量γ相同的系統配置。在這種情況下，測量產生復數值(在下文中表示為γ')，其對應于多路復用器96的偏移阻抗(或偏移電容)。假設測量電子設備中使用的所有多路復用器大體上相同，則為了更高的測量準確度可以從測量的未知阻抗中減去其寄生偏移阻抗。
還如圖1中所示，電容式感測設備10可以包括多個感測電極和/或防護電極。第二感測電極12a經由屏蔽電纜20a的芯導體46a連接到第二感測節點44a。提供多路復用器48a，以用于將感測節點44a交替地連接到跨阻抗放大器50的電流輸入端54和防護節點22。當電容式感測設備10單獨測量第一未知阻抗16時，微控制器30控制多路復用器48a以使得第二感測電極12a連接到防護節點22。微控制器30利用第五pwm輸出端28a控制多路復用器48a。第二感測電極12a的靈敏度借助第二屏蔽電極14a朝向一側減小，第二屏蔽電極14a經由屏蔽電纜20a的屏蔽導體24a連接到防護節點22。emi保護電容器58a與電容器38一起確保高頻電流可以大體上流到電路接地而不擾亂跨阻抗放大器50和其它測量電子設備。當電容性感測設備10單獨測量第二未知阻抗16a時，微控制器30控制多路復用器48，以使得第一感測電極12連接到防護節點22，同時微控制器48如以上針對第一多路復用器48所述地操作多路復用器48a。
盡管圖1中僅示出了兩個天線裝置，但應當注意，可以以與所示類似的方式連接更多的天線裝置。
電容器38、58和58a確保在所謂的bci(大電流注入)測試期間注入傳感器布線中的rf電流大體上流經電容器58和38或58a和38進入電路接地而不是測量電子設備。另外，經由多路復用器48或48a流入節點54的殘余rf電流在很大程度上跨過電容器56和38流入電路接地。
在圖1所示的實施例的優選實施方式中，選擇了以下系統參數：
-電阻32＝330ω
-電容34＝2.7nf
-電感36＝560μh
-電容38＝4.7nf
-電阻40＝3.3kω
-電容42＝10nf
-電容56＝47nf
-電容58＝470pf
-電阻50＝100kω
-電阻62＝100ω
-電容64＝1nf
-電阻72＝3.6kω
-電阻74＝33kω
-電容80＝22nf
-電阻76＝33kω
-電阻78＝10kω
-電容82＝680pf
-阻抗88＝100kω
-阻抗94＝100kω
-電容58a＝470pf
-dc電壓源電壓86＝2.5v
-微控制器電源電壓＝5v
-操作頻率(即防護電壓的頻率)＝125khz
圖2中的電路是對圖1中的電路的改進。在圖2的實施例中，已經添加了第二多路復用器200、電容器202、205和電阻器203、204以及微控制器pwm輸出端206。多路復用器200被布置在第一多路復用器48與放大器66的輸入節點之間。第二多路復用器由pwm輸出端206控制。與圖1的實施例相比，微控制器輸出端57和28a只是靜態輸出端口，并且不需要是pwm輸出端。
跨阻抗放大器207被配置為差分跨阻抗放大器的簡單實施方式。跨阻抗放大器207的dc操作點由dc電壓源86限定。
第二多路復用器200在差分跨阻抗放大器的反相輸入端(上多路復用器開關位置)與跨阻抗放大器的非反相輸入端(下多路復用器開關位置)之間切換要測量的未知電流。多路復用器200控制輸入由pwm輸出端206驅動，pwm輸出端206具有與防護正弦波相同的頻率，并且替代圖1中的pwm輸出端57的功能。圖2中的端口輸出57、28a和100現在只選擇要測量的輸入，并且不如圖1中所示地對要測量的未知電流進行解調。
在優選實施例中，跨阻抗放大器207具有連接在上多路復用器200輸出端與防護節點之間的第一電容56以及連接在下多路復用器200輸出端與防護節點之間的第二電容器202。這些電容確保感測節點44始終連接以通過小的ac阻抗進行防護，而與多路復用器開關200的位置無關。與和傳感器并聯的感測裝置和防護裝置之間的寄生電容相比，保持感測節點與防護節點之間的測量系統的輸入ac阻抗低意味著大體上所有流過未知阻抗16的電流將流過測量路徑，這與圖1中的電路類似。
電阻器60和203大體上限定了跨阻抗放大器50的增益(或跨阻抗)。電阻器62和204以及電容器64和205確保跨阻抗放大器50的開環增益具有足夠的相位裕度，從而防止反饋系統的振蕩。
電阻器60和203的值、電阻器62和204的值以及電容器64和205的值應優選地分別大體相同，從而確保跨阻抗放大器的共模信號抑制足夠。
與圖1中的電路相比，圖2中的電路的優點是處理待測量的未知電流的兩個一半周期，從而將信噪比大體上加倍，由于圖2中的跨阻抗放大器207的共模信號抑制，大體上抑制了注入到圖1和圖2中的測量電路中的低頻噪聲。
圖2中附加部件的可能部件值：
電阻器60＝100kω
電阻器203＝100kω
電阻器62＝100ω
電阻器204＝100ω
電容64＝1nf
電容205＝1nf
電容56＝47nf
電容202＝47nf
所示的電路被設計為125khz的操作頻率。然而，通過適當地調整電路部件，該測量原則適用于20khz和20mhz之間的操作頻率。
圖3示出了允許在bci測試期間更好地抑制注入的大電流的另一個電路。添加了鐵氧體磁珠210和211以及電容器212和213。它們形成低通濾波器，低通濾波器使進入差分跨阻抗放大器的剩余高頻電流衰減。另外的優點是，如果將所述低通濾波器的截止頻率選擇為足夠低，則運算放大器66現在大體上與測量載波頻率解耦。
應當注意，代替使用pwm輸出端68，dac(數模轉換器)輸出可以用于圖1、2和3中的電路。
雖然已經詳細描述了具體實施例，但是本領域技術人員將意識到，可以根據本公開內容的總體教導來開發對這些細節的各種修改和替代。僅出于說明的目的，提供了本文中所示的任何數值。因此，所公開的具體布置僅僅是說明性的而不是限制本發明的范圍，本發明的范圍應被賦予所附權利要求及其任何和所有等同物的全部范圍。
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