應用于血氧檢測的高線性動態范圍光電傳感器的制作方法

本發明屬于集成電路設計領域，具體的說是一種應用于血氧檢測的高線性動態范圍光電傳感器。

背景技術：

具有高線性動態范圍的光電傳感器是現代傳感系統的重要組成部件。例如，應用于血氧儀的光電傳感器，必須對波長660nm和940nm的光有高的動態線性響應。對于高精度的血氧濃度檢測儀需要超過100dB光電轉換線性動態范圍。節省成本的角度，廠家們偏向用單個光電二極管實現光傳感器。然而當高動態范圍擴展到低光照條件下時卻很難實現，因為單個光電二極管中暗電流難以控制，影響線性。現有的常規技術是用兩個光電二極管，來實現一個高線性范圍的光強頻率轉換器。一個光電二極管接收光照，另一個光電二極管則用頂層金屬遮蔽僅僅產生暗電流，通過電流鏡，將暗電流從感光的光電二極管產生電流中減去，光電傳感器的線性范圍可以擴展到低光強區。然而光電傳感器在低光照強度下的性能仍然受到光電二極管匹配度和電流鏡性能的制約，尤其是當光電二極管上的反偏電壓在幾百毫伏以上時，光電二極管暗電流在高溫下將大幅升高。因此，許多業界產品在低光照高溫條件下工作時表現不佳。多使用一個光電二極管也會顯著增加芯片面積和成本，因為光電二極管的面積往往數倍于其他模塊，還會引入更多熱噪聲。高動態范圍也可以采用多采樣技術實現，但是會犧牲線性度。

技術實現要素：

有鑒于此，本發明的目的在于提供一種應用于血氧檢測的高線性動態范圍光電傳感器，

本發明的目的是通過以下技術方案來實現的，一種應用于血氧檢測的高線性動態范圍光電傳感器，包括差分運算放大器A₁、差分運算放大器A_au、光電二極管陣列PD、電流鏡和脈沖頻率調制器PFM；所述電流鏡包括NMOS管M1、NMOS管M2、NMOS管M3和NMOS管M4，所述NMOS管M1的漏極與NMOS管M2的漏極接電源VDD，NMOS管M1的柵極與NMOS管M2的柵極連接，NMOS管M1的源極分別與NMOS管M1的柵極、NMOS管M4的漏極、差分運算放大器A_au的正向輸入端連接，所述NMOS管M2的源極分別與NMOS管M3的漏極、差分運算放大器A_au的反向輸入端連接，差分運算放大器A_au的輸出端與NMOS管M3的柵極連接，NMOS管的源極與脈沖頻率調制器PFM連接，NMOS管M4的柵極與差分運算放大器A₁的輸出端連接，差分運算放大器A₁的正向輸入端接地，差分運算放大器A₁的反向輸入端與NMOS管M4的源極連接，NMOS管M4的源極經光電二極管陣列PD接地；所述差分運算放大器A₁的輸出端經負載電容C_C接地。

進一步，所述差分運算放大器A_au包括第一級差分放大電路、第二級共源放大電路、米勒補償電容C_m和NMOS管M_r，所述第一級差分放大電路包括NMOS管M5～NMOS管M11，所述第二極共源放大電路包括NMOS管M_tip和NMOS管M_tin，NMOS管M5的漏極與NMOS管M6的漏極分別與電源VDD連接，NMOS管M5的柵極與NMOS管M6的柵極連接，NMOS管M5的源極分別與NMOS管M6的柵極、NMOS管M7的漏極連接，NMOS管M6的源極分別與NMOS管M11的柵極、NMOS管M8的漏極、NMOS管M_r的漏極連接，NMOS管M7的源極與NMOS管M8的源極連接后與NMOS管M9的漏極連接，NMOS管M9的源極接地，所述NMOS管M_r的源極經米勒補償電容C_m分別與NMOS管M10的漏極、NMOS管M11的源極，NMOS管M9的柵極與NMOS管M10的柵極連接，所述NMOS管M_r的柵極與NMOS管M_tip的源極連接，NMOS管M_tip的柵極分別與NMOS管M_tin的漏極、柵極連接，NMOS管M_tip的源極接地，NMOS管M9的源極、NMOS管M10的源極分別接地，NMOS管M11的漏極與電源VDD連接，NMOS管M7的柵極與NMOS管M8的柵極接輸入信號，NMOS管M_tip的漏極接電源VDD。

進一步，所述差分運算放大器A₁包括PMOS輸入差分對結構和折疊式套筒結構，所述PMOS輸入差分對結構包括PMOS管M_r1、PMOS管M_r2和PMOS管M_r11，所述折疊式套筒結構包括PMOS管M_r3、PMOS管M_r4、PMOS管M_r7、PMOS管M_r8、PMOS管M_r11、NMOS管M_r5、NMOS管M_r6、NMOS管M_r9和NMOS管M_r10，所述PMOS管M_r11的源極與電源VDD連接，PMOS管M_r11的漏極分別與PMOS管M_r1的源極、PMOS管M_r2的源極連接；所述PMOS管M_r7的源極、PMOS管M_r8的源極分別接電源VDD，所述PMOS管M_r7的漏極與PMOS管M_r3的源極連接，PMOS管M_r3的漏極與NMOS管M_r5的漏極連接，NMOS管M_r5的源極與NMOS管M_r9的漏極連接，NMOS管M_r9的源極接地，所述PMOS管M_r8的漏極與PMOS管M_r4的源極連接，PMOS管M_r4漏極與NMOS管M_r6的漏極連接，NMOS管M_r6的源極與NMOS管M_r10的漏極連接，NMOS管M_r10的源極接地，所述PMOS管M_r7的柵極與PMOS管M_r8的柵極連接，PMOS管M_r3的柵極與PMOS管M_r4的柵極連接，NMOS管M_r5的柵極與NMOS管M_r6的柵極連接，NMOS管M_r9的柵極與NMOS管M_r10的柵極連接，PMOS管M_r7的柵極與PMOS管M_r3的漏極連接，所述PMOS管M_r1的漏極與PMOS管M_r9的漏極連接，PMOS管M_r2的漏極與NMOS管M_r10的漏極連接，所述PMOS管M_r1的柵極接地，所述PMOS管M_r2的柵極與輸入信號Vn連接，所述PMOS管M_r11的柵極與輸入信號V_bp連接。

進一步，所述光傳感器還包括差分運算放大器A₁的鏡像放大器A_r1，所述鏡像放大器A_r1的輸出端與運差分運算放大器A_au的正向輸入端連接，差分運算放大器A_au輸出控制信號V_b1來調節運算放大器A₁的輸入失調電壓。

進一步，所述差分運算放大器A_au的輸出端連接至鏡像放大器A_r1，使運算放大器A₁的輸出電壓穩定在VDD/2。

進一步，所述脈沖頻率調制器PFM包括充電電容C_i、NMOS管放電開關SW、固定延時電路、比較器A_au1和D觸發器，所述D觸發器采用2分頻的接法，所述比較器A_au1的反向輸入端分別與NMOS管M3的源極、充電電容Ci的一端、NMOS管放電開關SW的漏極連接，充電電容Ci的另一端、NMOS管放電開關SW的源極分別接地，比較器A_au1的的輸出端與固定延時電路連接，NMOS管放電開關SW的柵極與固定延時電路的輸出端連接，固定延時電路的輸出端與D觸發器連接。

由于采用以上技術方案，本發明具有以下優點：

1、本發明較傳統光電傳感器而言少使用了一個光電二極管，多用了一個放大器鏡像控制電路控制放大器輸入失調電壓，而放大器鏡像控制電路較光電二極管而言面積要小得多，大大節約了片上面積和生產成本。

2、本發明是從讓光電二極管零偏，抑制暗電流的角度來提高光電傳感器在低光照高溫條件下的性能，大大提高了光電傳感器的線性動態范圍，較傳統光電傳感器的性能有著本質的提升。

附圖說明

為了使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合附圖對本發明作進一步的詳細描述，其中：

圖1為不同溫度下光電二極管暗電流與反偏電壓的關系；

圖2為光電傳感器系統架構；

圖3為差分運算放大器A_au結構；

圖4為差分運算放大器A₁結構；

圖5為鏡像放大器A_r1監控結構圖；

圖6為脈沖頻率調制器結構圖。

具體實施方式

下面將結合附圖，對本發明的優選實施例進行詳細的描述。

如圖1顯示了P型襯底N井中的光電二極管的暗電流在-25度到75度的溫度變化范圍下隨著光電二極管反偏電壓的改變情況，從圖中可以看出反偏電壓不為0時，光電二極管暗電流將隨著溫度的變化而成倍增長。但所有I—V特性曲線都將交匯于反偏電壓為0的點，也就是說光電二極管反偏電壓為0時，光電二極管暗電流很小且幾乎不隨溫度變化。這為將光電二極管暗電流控制到最小且不隨溫度變化提供了可能。本發明的光電傳感器結構也會將片上的光電二極管反偏電壓控制到0。

如圖2為本發明所提出的光電傳感器架構，它包括兩個差分運算放大器A₁,A_au；一個光電二極管陣列PD，一個電流鏡和一個脈沖頻率調制器。

所述電流鏡包括NMOS管M1、NMOS管M2、NMOS管M3和NMOS管M4，所述NMOS管M1的漏極與NMOS管M2的漏極接電源VDD，NMOS管M1的柵極與NMOS管M2的柵極連接，NMOS管M1的源極分別與NMOS管M1的柵極、NMOS管M4的漏極、差分運算放大器A_au的正向輸入端連接，所述NMOS管M2的源極分別與NMOS管M3的漏極、差分運算放大器A_au的反向輸入端連接，差分運算放大器A_au的輸出端與NMOS管M3的柵極連接，NMOS管的源極與脈沖頻率調制器PFM連接，NMOS管M4的柵極與差分運算放大器A₁的輸出端連接，差分運算放大器A₁的正向輸入端接地，差分運算放大器A₁的反向輸入端與NMOS管M4的源極連接，NMOS管M4的源極經光電二極管陣列PD接地；所述差分運算放大器A₁的輸出端經負載電容C_C接地。

差分運算放大器A₁用來調節NMOS管M₄的V_n端電壓，同時差分運算放大器A₁和NMOS管M₄，差分運算放大器A_au和NMOS管M₃組成了增益自舉結構，提高了NMOS管M₄和NMOS管M₃漏端的視入電阻，讓電流鏡更接近理想。

差分運算放大器A_au的結構如圖3所示，包括第一級差分放大和第二級共源放大，

所述差分運算放大器A_au包括第一級差分放大電路、第二級共源放大電路、米勒補償電容C_m和NMOS管M_r，所述第一級差分放大電路包括NMOS管M5～NMOS管M11，所述第二極共源放大電路包括NMOS管M_tip和NMOS管M_tin，NMOS管M5的漏極與NMOS管M6的漏極分別與電源VDD連接，NMOS管M5的柵極與NMOS管M6的柵極連接，NMOS管M5的源極分別與NMOS管M6的柵極、NMOS管M7的漏極連接，NMOS管M6的源極分別與NMOS管M11的柵極、NMOS管M8的漏極、NMOS管M_r的漏極連接，NMOS管M7的源極與NMOS管M8的源極連接后與NMOS管M9的漏極連接，NMOS管M9的源極接地，所述NMOS管M_r的源極經米勒補償電容C_m分別與NMOS管M10的漏極、NMOS管M11的源極，NMOS管M9的柵極與NMOS管M10的柵極連接，所述NMOS管M_r的柵極與NMOS管M_tip的源極連接，NMOS管M_tip的柵極分別與NMOS管M_tin的漏極、柵極連接，NMOS管M_tip的源極接地，NMOS管M9的源極、NMOS管M10的源極分別接地，NMOS管M11的漏極與電源VDD連接，NMOS管M7的柵極與NMOS管M8的柵極接輸入信號，NMOS管M_tip的漏極接電源VDD。

本發明的差分運算放大器加入了米勒補償電容C_m和調零電阻M_r用于極點分離，穩定放大器，該放大器有70dB的開環增益。根據圖2的電路結構，可以將光電二極管PD的反偏電壓表示為表達式(1)，其中V_OS是差分運算放大器A₁的輸入失調電壓，I_ph為光電二極管流過的電流，V_O是A₁的輸出電壓，V_n是光電二極管的反偏電壓，而K_n＝μ_nC_OX(W/L)_M4。因為V_n<<V_th4，V_n可以進一步表示成表達式(2)

$V_n=\frac{V_o}{A_1}+V_{os}=\frac{V_n+\sqrt{2I_{ph}/K_n}+V_{th4}}{A_1}+V_{os}---\left(1\right)$

$V_n\&ap;\frac{\sqrt{2I_{ph}/K_n}+V_{th4}}{A_1}+V_{os}---\left(2\right)$

從表達式(2)可以看出，V_n包括2兩項，為了讓V_n趨近于0必須要這兩項都減小，第一項是與光電二極管電流I_ph有關的項，為了減小這一項，要盡可能增大放大器增益A₁，本發明所使用的差分運算放大器A₁結構如圖4，該結構采用了PMOS輸入差分對結構，并且使用折疊式套筒結構，開環增益高達90dB，能夠將和光電二極管電流有關的項抑制到0.1mV以下。圖2的結構中由于光電二極管片上面積很大，會產生一個pF級的寄生電容C_P，因此特別加入了一個負載電容C_C到放大器A₁的輸出級來將主極點推入更低的頻率以保持環路穩定。

具體地，所述差分運算放大器A₁包括PMOS輸入差分對結構和折疊式套筒結構，所述PMOS輸入差分對結構包括PMOS管M_r1、PMOS管M_r2和PMOS管M_r11，所述折疊式套筒結構包括PMOS管M_r3、PMOS管M_r4、PMOS管M_r7、PMOS管M_r8、PMOS管M_r11、NMOS管M_r5、NMOS管M_r6、NMOS管M_r9和NMOS管M_r10，所述PMOS管M_r11的源極與電源VDD連接，PMOS管M_r11的漏極分別與PMOS管M_r1的源極、PMOS管M_r2的源極連接；所述PMOS管M_r7的源極、PMOS管M_r8的源極分別接電源VDD，所述PMOS管M_r7的漏極與PMOS管M_r3的源極連接，PMOS管M_r3的漏極與NMOS管M_r5的漏極連接，NMOS管M_r5的源極與NMOS管M_r9的漏極連接，NMOS管M_r9的源極接地，所述PMOS管M_r8的漏極與PMOS管M_r4的源極連接，PMOS管M_r4漏極與NMOS管M_r6的漏極連接，NMOS管M_r6的源極與NMOS管M_r10的漏極連接，NMOS管M_r10的源極接地，所述PMOS管M_r7的柵極與PMOS管M_r8的柵極連接，PMOS管M_r3的柵極與PMOS管M_r4的柵極連接，NMOS管M_r5的柵極與NMOS管M_r6的柵極連接，NMOS管M_r9的柵極與NMOS管M_r10的柵極連接，PMOS管M_r7的柵極與PMOS管M_r3的漏極連接，所述PMOS管M_r1的漏極與PMOS管M_r9的漏極連接，PMOS管M_r2的漏極與NMOS管M_r10的漏極連接，所述PMOS管M_r1的柵極接地，所述PMOS管M_r2的柵極與輸入信號Vn連接，所述PMOS管M_r11的柵極與輸入信號V_bp連接。

在表達式(2)中還有一項是與光電二極管電流無關的項，即差分運算放大器A₁輸入失調電壓V_OS，如何產生一個與PVT無關并且幅度小于1mV的輸入失調電壓(如此小的電壓可以將光電二極管暗電流限制在5pA以內)是本發明的關鍵和難點。為了實現對差分運算放大器A₁輸入失調電壓的監控，我們使用了一個差分運算放大器A₁的鏡像放大器A_r1如圖5，它可以自動產生一個DC控制信號V_b1來調節差分運算放大器A₁的輸入失調電壓。該結構有兩個技術要點，首先它將PMOS差分輸入兩端都接到了地端。這樣在不做任何處理時，我們將會在輸出端得到鏡像放大器A_r1的輸入失調電壓，但如果此時按照圖5，在放大器輸出端引入一個負反饋電路，反饋信號V_b1用來控制PMOS管M_r3和PMOS管M_r4的柵極，如此形成的負反饋能夠將放大器輸出電壓OUT穩定在VDD/2。這樣一來就實現了鏡像放大器A_r1的輸入失調電壓調零，如果我們將控制信號V_b1作用于差分運算放大器A₁相同的地方就能實現對差分運算放大器A₁的輸入失調電壓調零。盡管此環路直流增益很高，但卻很容易保持穩定，因為該環路只是提供一個DC控制信號，可以工作在極低的帶寬范圍內，從而很容易將非主極點推到單位增益帶寬以外來保持環路穩定。鏡像放大器A_r1可以補償隨溫度和時間漂移的輸入失調電壓，理論上如果鏡像放大器A_r1和差分運算放大器A₁的版圖匹配良好，那么差分運算放大器A₁的輸入失調電壓可以顯著降低。為了簡化多級反饋的環路穩定性分析，按圖5將差分運算放大器A_au的負端固定接到VDD/2的電平。那么整個結構剩余的失調電壓V_os-res可以表示為表達式(3)(式中V_DD為電源電壓，V_{th_M4}為NMOS管M₄管閾值電壓，V_OS和V_{OS_ra}分別為A₁和A_r1的輸入失調電壓)

$V_{os\_res}=\frac{V_{DD}-2V_{th\_M4}}{2A_1}+(V_{os}-V_{os\_ra})---\left(3\right)$

脈沖頻率調制器的結構如圖6所示，其中A_au1是一個高增益的比較器，C_i為充電電容，SW為NMOS管放電開關，delay為固定延時電路產生150ns的延時，后面的D觸發器采用2分頻的接法保證了調制器輸出信號占空比固定為50％。具體地，所述脈沖頻率調制器PFM包括充電電容C_i、NMOS管放電開關SW、固定延時電路、比較器A_au1和D觸發器，所述D觸發器采用2分頻的接法，所述比較器A_au1的反向輸入端分別與NMOS管M3的源極、充電電容Ci的一端、NMOS管放電開關SW的漏極連接，充電電容Ci的另一端、NMOS管放電開關SW的源極分別接地，比較器A_au1的的輸出端與固定延時電路連接，NMOS管放電開關SW的柵極與固定延時電路的輸出端連接，固定延時電路的輸出端與D觸發器連接。

工作時，由電流鏡得到的鏡像電流I_pfm為C_i充電，當達到比較器門限V_bgr時，將產生控制信號觸發延時電路產生固定的復位脈沖，復位脈沖將打開NMOS管放電開關SW，將充電電容C_i上積累的電荷釋放。如果鏡像電流I_pfm固定，則會產生固定周期的脈沖復位信號，經過D觸發器二分頻后，產生占空比50％的輸出信號，并且電流I_pfm越大，產生的輸出信號周期也會越大，如此就實現了脈沖頻率調制。

本發明針對傳統的光電傳感器產品，動態范圍不高對工藝-電源-溫度(簡稱“PVT”)敏感，特別是在低光照以及高溫度條件下，性能明顯退化，采用雙光電二極管設計雖然性能有所提高，但顯著增加了成本，引入更多噪聲，創造性的提出了將光電二極管零偏，并通過放大器監控機制調節放大器失調電壓接近于0的技術，實現了在芯片上僅采用單個光電二極管就能滿足高動態線性范圍的需求，大大減小了光電傳感器芯片的面積，節約了成本，同時性能也顯著提高，適合于高精度的血氧檢測儀系統之中。

最后說明的是，以上優選實施例僅用以說明本發明的技術方案而非限制，盡管通過上述優選實施例已經對本發明進行了詳細的描述，但本領域技術人員應當理解，可以在形式上和細節上對其作出各種各樣的改變，而不偏離本發明權利要求書所限定的范圍。