電路裝置、電子設備以及移動體的制作方法
【專利摘要】本發明提供一種能夠降低由于物理量傳感器的驅動頻率成分對檢測電路造成的影響而產生的檢測性能的惡化的電路裝置、電子設備以及移動體等。電路裝置具有：驅動電路，其對物理量傳感器進行驅動；FLL電路，其具有頻率比較器和振蕩器，并將來自驅動電路的信號作為基準時鐘信號而生成時鐘信號；檢測電路，其具有根據時鐘信號而工作的電路，并對來自所述物理量傳感器的檢測信號實施檢測處理。
【專利說明】
電路裝置、電子設備以及移動體
技術領域
[0001]本發明涉及一種電路裝置、電子設備以及移動體等。
【背景技術】
[0002]一直以來，已知一種根據來自物理量傳感器(transducer)的檢測信號而對物理量進行檢測的電路裝置。如果以陀螺傳感器為例，則電路裝置對作為物理量的角速度等進行檢測。陀螺傳感器被組裝在例如數碼照相機、智能手機等電子設備或汽車、飛機等移動體中，并利用所檢測出的角速度等物理量，而實施抖動補償、姿態控制、GPS(globalposit1ning system:全球定位系統)自動導航等。
[0003]在上述的電路裝置中，例如在檢測電路中設置有A/D轉換電路或DSP部(數字處理部)等用于物理量的檢測的電路的情況下，如果采用在電路裝置中設置具有振蕩電路的時鐘信號生成電路，并通過該時鐘信號生成電路而生成高速的時鐘信號的方法，則能夠實現這些電路的高速工作。
[0004]但是，當采用該方法時，在對物理量傳感器與電路裝置進行連接而作為物理量檢測裝置而構成的情況下，對物理量傳感器進行驅動的驅動信號的驅動頻率成分可能會對基于由時鐘信號生成電路生成的時鐘信號的信號而工作的電路產生影響，從而使檢測性能惡化。
[0005]另外，在專利文獻I中公開了PLL(Phase Locked Loop:鎖相環路)電路，所述PLL電路中，A/D轉換電路根據電壓控制振蕩器的輸出時鐘而對驅動信號進行A/D轉換，并且以在該A/D轉換中驅動信號在零點(正弦波的相位零)處被進行采樣的方式對電壓控制振蕩器進行反饋控制。此外，在專利文獻2中公開了，通過使用了計數器的數字處理的相位比較而使其相位與驅動信號同步的PLL電路。但是，專利文獻1、2均為，通過PLL電路而生成相位與驅動信號同步的時鐘信號的技術。
[0006]專利文獻I:日本特開2010-34722號公報
[0007]專利文獻2:日本特開2012-217121號公報
【發明內容】
[0008]根據本發明的若干方式，能夠提供一種能夠降低由于物理量傳感器的驅動頻率成分對檢測電路造成的影響而產生的檢測性能的惡化的電路裝置、電子設備以及移動體等。
[0009]本發明的一個方式涉及一種電路裝置，包括:驅動電路，其對物理量傳感器進行驅動;FLL(Frequency Locked Loop:鎖頻環路)電路，其具有頻率比較器與振蕩器，并將來自所述驅動電路的信號作為基準時鐘信號而生成時鐘信號;檢測電路，其具有根據所述時鐘信號而工作的電路，并對來自所述物理量傳感器的檢測信號實施檢測處理。
[0010]根據本發明的一個方式，通過FLL電路而將來自驅動電路的信號作為基準時鐘信號而生成時鐘信號，并通過包括根據由該FLL電路所生成的時鐘信號而工作的電路在內的檢測電路而對來自物理量傳感器的檢測信號實施檢測處理。由此能夠降低由于物理量傳感器的驅動頻率成分對檢測電路造成的影響而產生的檢測性能的惡化。
[0011]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述頻率比較器具有分頻電路和比較器，所述分頻電路對所述基準時鐘信號進行分頻，所述比較器對比較對象值與所述比較對象值的基準值實施比較處理，所述比較對象值為，基于來自所述分頻電路的分頻時鐘信號和來自所述振蕩器的所述時鐘信號而取得的值。
[0012]以此方式，通過對比較對象值與該比較對象值的基準值實施比較處理從而能夠實現頻率比較，并根據該頻率比較的結果而對振蕩器的振蕩頻率進行控制，所述比較對象值為基于對基準時鐘信號進行分頻的分頻時鐘信號和來自振蕩器的時鐘信號而得到的值。此夕卜，根據這種結構，使由數字處理而實施頻率比較成為可能，從而能夠使頻率比較器簡化。
[0013]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述頻率比較器具有計數器，所述計數器將通過利用所述時鐘信號而對由所述分頻時鐘信號所規定的測量期間進行計數從而被測量出的計數值，作為所述比較對象值而輸出。
[0014]以此方式，通過利用時鐘信號而對由分頻時鐘信號所規定的測量期間進行計數，從而能夠將該計數值作為基于分頻時鐘信號與時鐘信號而得到的比較對象值來求取。并且，通過對該計數值與計數值的基準值進行比較處理，從而能夠實現頻率比較。
[0015]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，在將所述基準值設為SC，將所述分頻電路的分頻比設為DR，將來自所述驅動電路的信號的頻率設為FR，將所述振蕩器所輸出的所述時鐘信號的頻率設為FV的情況下，FV= (SC/DR) XFR。
[0016]以此方式，在本發明的一個方式中，時鐘信號的頻率FV與來自驅動電路的信號的頻率FR的頻率比成為SC/DR。通過以此方式使頻率比固定，從而能夠可靠地避免物理量傳感器的驅動頻率成分與檢測電路的工作頻率相干擾的干擾頻率，從而降低檢測性能的惡化。
[0017]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，即，SC/DR為小數。
[0018]由于j X FR 關 FV/i，FV = (SC/DR) X FR，因此SC/DR 關 j X i。即，通過將SC/DR設定為小數，從而能夠生成避免了干擾頻率的時鐘信號。
[0019]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，SC為小數。
[0020]以此方式，能夠實現即使在分頻電路的分頻比DR較小的情況下也將SC/DR設定為任意的小數，并且能夠在避免了干擾頻率的基礎上設定適當的頻率比SC/DR。
[0021]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述電路通過基于所述時鐘信號而得到的工作用信號來工作，在將i設為I以上的整數，將j設為I以上的整數，將所述工作用信號的頻率設為FV/i的情況下，以j X FR在FV/i的方式對SC/DR進行設定。
[0022]假設在根據來自頻率未被鎖定的振蕩器的時鐘信號而生成了工作用信號，并將該振蕩器的振蕩頻率設為fos的情況下，則干擾頻率將會是成為jXFR = fos/i的頻率fos。關于這點，根據本發明的一個方式，以使時鐘信號的頻率FV成為j XFR在FV/i的方式而對SC/DR進行設定，并且由于該頻率比SC/DR通過FLL電路而被保持為固定，因此能夠可靠地避免干擾頻率。
[0023]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述振蕩器具有CR(阻容)振蕩電路，所述CR振蕩電路被設定有基于所述頻率比較器的輸出而得到的振蕩頻率設定值，并根據所述振蕩頻率設定值而進行振蕩。
[0024]CR振蕩電路的振蕩頻率會由于構成該CR振蕩電路的電阻或電容器、晶體管的溫度特性或制造偏差而發生變動。假設在向檢測電路供給了該CR振蕩電路所生成的時鐘信號的情況下，可能會由于上述的變動而使電路的工作頻率與干擾頻率一致。關于此點，根據本發明的一個方式，由于通過FLL電路而對CR振蕩電路的振蕩頻率進行控制，因此能夠對避免干擾頻率的振蕩頻率進行維持。
[0025]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述CR振蕩電路具有可變電容電路以及可變電阻電路中的至少一方，并且通過根據所述振蕩頻率設定值而對所述可變電容電路的電容值或所述可變電阻電路的電阻值進行設定，從而對所述CR振蕩電路的振蕩頻率進行設定。
[0026]以此方式，通過根據振蕩頻率設定值而對所述可變電容電路的電容值或所述可變電阻電路的電阻值進行設定，從而能夠實現由FLL電路實施的振蕩頻率的反饋控制，由此對避免干擾頻率的振蕩頻率進行維持。
[0027]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述CR振蕩電路具有可變電容電路與可變電阻電路，所述可變電阻電路具有:被串聯連接的多個電阻元件;多個熔絲元件，所述多個熔絲元件中的各個熔絲元件相對于所述多個電阻元件的各電阻元件而并聯地被設置，所述可變電容電路為根據所述振蕩頻率設定值而被設定電容值的電路。
[0028]以此方式，通過熔絲元件的熔斷而能夠對可變電阻電路的電阻值進行調節。并且，根據該調節，能夠在與振蕩頻率設定值對應的振蕩頻率的調節范圍中包括所需的振蕩頻率的方式對振蕩頻率進行粗調節。
[0029]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，即，包括環路濾波器，所述環路濾波器被設置在所述頻率比較器與所述振蕩器之間。。
[0030]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述環路濾波器具有積分器和增益處理部，所述積分器對所述頻率比較器的輸出進行積分，所述增益處理部對所述積分器的輸出實施增益處理。
[0031]以此方式，通過在FLL電路中設置頻率比較器和對該頻率比較器的輸出進行積分的積分器，從而能夠實施由Δ-Σ (delta sigma)調制而實施的振蕩頻率的反饋控制。由此，即使在通過振蕩頻率設定值而選擇了離散的振蕩頻率的情況下，也能夠生成在時間平均上成為所需的振蕩頻率的時鐘信號。
[0032]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，所述檢測電路具有A/D轉換電路以及數字信號處理部中的至少一方，以作為根據所述時鐘信號而工作的所述電路。
[0033]此外，在本發明的一個方式中，也可以采取如下方式，S卩，包括控制部，所述控制部根據所述時鐘信號而工作，并對所述驅動電路和所述檢測電路進行控制。
[0034]由于物理量傳感器的驅動頻率成分與A/D轉換電路或數字信號處理部的工作頻率產生干擾，從而可能產生檢測性能的惡化。關于此點，根據本發明的一個方式，由于能夠實現避免了干擾頻率的工作頻率，因此能夠降低檢測性能的惡化。
[0035]此外，本發明的其它方式涉及一種電子設備，其包括上述任意一種方式所述的電路裝置。
[0036]此外，本發明的其它方式涉及一種移動體，其包括上述任意一種方式所述的電路目.ο
【附圖說明】
[0037]圖1為本實施方式的電路裝置的結構例。
[0038]圖2為電路裝置的比較結構例。
[0039]圖3為對干擾頻率的說明圖。
[0040]圖4為本實施方式的FLL電路的第一結構例。
[0041 ]圖5為本實施方式的FLL電路的第二結構例。
[0042]圖6為對于本實施方式的FLL電路的傳遞函數的說明圖。
[0043]圖7為本實施方式的FLL電路的設定參數的第一示例。
[0044]圖8(A)至圖8(D)為第一示例的設定參數下的FLL電路的工作波形示例。
[0045]圖9為第一示例的設定參數下的FLL電路的工作波形示例。
[0046]圖10為本實施方式的FLL電路的設定參數的第二示例。
[0047]圖1l(A)至圖1l(C)為第二示例的設定參數下的FLL電路的工作波形示例。
[0048]圖12為本實施方式的FLL電路的設定參數的第三示例。
[0049]圖13為振蕩器為CR振蕩電路的情況下的振蕩器的結構例。
[0050]圖14為構成CR振蕩電路的放大電路、可變電阻電路以及可變電容電路的詳細結構例。
[0051 ]圖15為振蕩器的改變結構例。
[0052]圖16為FLL電路的改變結構例。
[0053]圖17為運算處理部的結構例。
[0054]圖18為本實施方式的電路裝置、電子設備、陀螺傳感器(物理量檢測裝置)的結構例。
[0055]圖19為驅動電路、檢測電路的詳細結構例。
[0056]圖20(A)至圖20(D)為組裝有本實施方式的電路裝置的移動體、電子設備的示例。
【具體實施方式】
[0057]以下，對本發明的優選的實施方式進行詳細說明。另外，在下文中所說明的本實施方式并不是對權利要求書所記載的本發明的內容不當地進行限定的方式，并且在本實施方式中所進行說明的所有結構也并不一定均是作為本發明的解決方法所必須的。
[0058]1.電路裝置的結構例
[0059]圖1為表示本實施方式的電路裝置的結構例。電路裝置20包括:驅動電路30，其對物理量傳感器12進行驅動#1^$^91161^7 Locked Loop)電路130，其將來自驅動電路30的信號作為基準時鐘信號而生成時鐘信號0SQ;檢測電路60，其實施來自物理量傳感器12的檢測信號TQ的檢測處理。
[0060]FLL電路130為生成相對于基準時鐘信號CKF的頻率比(倍數率)被保持為固定(鎖定)的時鐘信號OSQ的電路。時鐘信號OSQ的相位也可以不與基準時鐘信號CKF的相位同步。FLL電路130具有對基準時鐘信號CKF與時鐘信號OSQ的頻率進行比較的頻率比較器132、和根據與該頻率比較器132的輸出值QFD(輸出信號)對應的頻率而進行振蕩的振蕩器134。通過該反饋環路而使得基準時鐘信號CKF與時鐘信號OSQ的頻率比被鎖定。另外，基準時鐘信號CKF為根據驅動電路30內的信號而生成的時鐘信號，例如為與物理量傳感器12的驅動頻率相同或為其兩倍的頻率的時鐘信號。
[0061]檢測電路60具有根據時鐘信號OSQ而工作的電路。即，該電路根據相對于來自驅動電路30的基準時鐘信號CKF而頻率比被保持為固定的時鐘信號OSQ而工作。
[0062]檢測電路60中被輸入含有驅動信號的頻率成分的來自物理量傳感器12的檢測信號TQ。即，根據時鐘信號OSQ而工作的電路對含有驅動信號的頻率成分的信號進行處理。根據本實施方式，由于通過FLL電路130而使時鐘信號OSQ與驅動信號的頻率比保持為固定，因此能夠降低由于驅動頻率成分對檢測電路造成的影響而產生的檢測性能的惡化。關于此點，以下進行詳細說明。
[0063]本實施方式的檢測電路60具有A/D轉換電路以及數字信號處理部中的至少一方，以作為根據時鐘信號OSQ而工作的電路。另外，在以下，雖然以檢測電路60包括A/D轉換電路以及數字信號處理部的情況為示例而進行說明，但是在不包括某一方的情況下也能夠適用本發明。
[0064]一直以來，通過基于對物理量傳感器12進行驅動的驅動電路30的驅動信號而取得的信號而使這些電路進行工作，但是驅動信號的驅動頻率并不是很高(例如50?150kHz)。因此，存在不易實現A/D轉換電路或數字信號處理部等用于物理量的檢測的電路的高速工作之類的問題。
[0065]作為解決該問題的方法，采用了如下的方法，S卩，在電路裝置中設置具有振蕩電路的時鐘信號生成電路，并通過該時鐘信號生成電路而生成高速的時鐘信號的方法。圖2中示出了該情況下的電路裝置的比較結構例。圖2為物理量傳感器為振動片10(角速度傳感器元件)的情況下的比較結構例。
[0066]該電路裝置20包括:驅動電路30、檢測電路60、時鐘信號生成電路70。檢測電路60包括:放大電路61，其對來自振動片10的檢測信號IQ進行放大；同步檢波電路81，其通過來自驅動電路30的同步信號SYC而對來自放大電路61的信號進行同步檢波;濾波部90，其對來自同步檢波電路81的信號進行低通濾波處理;A/D轉換電路100，其對來自濾波部90的信號進行A/D轉換;DSP部110(數字信號處理部)，其對來自A/D轉換電路100的信號進行數字處理并輸出角速度信息。
[0067]向DSP部110輸入時鐘信號生成電路70所生成的主時鐘信號MCK，并且DSP部110根據該主時鐘信號MCK而進行工作。此外，DSP部110對主時鐘信號MCK進行分頻從而生成用于A/D轉換的時鐘信號CKAD，并且A/D轉換電路100根據該時鐘信號CKAD而實施A/D轉換工作。
[0068]由于時鐘信號生成電路70根據其中所包含的振蕩電路而生成主時鐘信號MCK，因此能夠輸出與振動片10的驅動頻率相比而較高的頻率的主時鐘信號MCK。由此，能夠使A/D轉換電路100或DSP部110高速工作。
[0069]但是，振蕩電路的振蕩頻率會根據例如溫度依存性或制造偏差等各種要素而發生變動。例如，作為振蕩電路而可以假定CR振蕩器，CR振蕩器的振蕩頻率根據構成該振蕩器的電容器或電阻、晶體管的溫度特性或制造偏差而并不固定。在產生了這種振蕩頻率的變動的情況下，主時鐘信號MCK與驅動信號的頻率比也會發生變動，從而可能會發生因驅動信號的頻率與A/D轉換電路100或DSP部110的工作頻率之間的干擾而引起的角速度碼的偏差的問題。
[0070]圖3為對干擾頻率的說明圖。圖3的橫軸為振蕩頻率，縱軸表示角速度碼偏差的大小。
[0071]將時鐘信號生成電路70中所包含的振蕩電路的振蕩頻率設為fos，將1、j、k設為I以上的整數，將采樣時鐘信號等工作用信號的頻率設為fsm = f0S/i，將驅動信號的頻率設為FR。在i 2 2的情況下，i相當于時鐘信號的分頻比，fos/i成為通過分頻比i而被進行了分頻的采樣時鐘信號等工作用信號的頻率。
[0072]在該情況下，干擾頻率為在jX FR = k X fos/i成立時的振蕩頻率。即，當將干擾頻率設為fin時，在fos = fin的情況下，j XFR = kXfos/i的關系式成立。
[0073]例如，在圖3的Il所示的干擾頻率中，lXFR = fsm = fos/i成立。例如，當將Il的干擾頻率設為fos = fin I時，lXFR = fos/i = finl/i成立。這相當于在j XFR = k X fos/i的關系式(干擾條件)中，j = l，k=l的情況。
[0074I 此外，在12所示的干擾頻率中，2 X FR = fsm = f os/i成立。例如，當將12所示的干擾頻率設為fos = fin2時，2 XFR = fos/i = f in2/i成立。這相當于j XFR = kXfos/i的關系式中，j = 2，k=l的情況。
[0075]此外，在13所示的干擾頻率中，3 XFR = fsm = fos/i成立。例如，當將13所示的干擾頻率設為fos = fin3時，3 XFR = fos/i = f in3/i成立。這相當于j XFR = kXfos/i的關系式中，j = 3，k=l的情況。
[0076]在14所示的干擾頻率中，3XFR=2Xfsm = 2Xfos/i成立。例如，當將14所示的干擾頻率設為fos = f in4時，3XFR = 2Xfos/i = 2 X f in4/i 成立。這相當于 j XFR = kXfos/i的關系式中，j = 3，k = 2的情況。
[0077]在15所示的干擾頻率中，5XFR=2Xfsm = 2Xfos/i成立。例如，當將15所示的干擾頻率設為fos = f in5時，5XFR = 2Xfos/i = 2 X f in5/i 成立。這相當于 j XFR = kXfos/i的關系式中，j = 5，k = 2的情況。
[0078]如上文所述，在干擾頻率中，由j XFR = kX fsm=kXfos/i的關系式所表示的干渉條件成立。在此，j X FR相當于驅動頻率FR的高次諧波成分(j 2 2)或基礎波成分(j = I)。此外，fsm = f0s/i為A/D轉換電路100的采樣頻率(廣義而言，工作用信號的頻率)。因此，作為干渉條件的j XFR = k X fos/i成為，驅動頻率FR的高次諧波成分(j 2 2)或基礎波成分(j =I)與采樣頻率fos/ i的k倍一致的條件。
[0079]另外，圖3所示的干擾頻率下的角速度碼偏差是由于混入到了A/D轉換電路100的輸入信號中的無用信號的頻率成分(驅動頻率成分)通過A/D轉換電路100的采樣工作而在信號帶中折返等原因而產生。因此，干擾頻率下的角速度碼偏差實際上并不是在j XFlU^kXfsm完全一致的情況下，而是在j XFR與kXfsm的頻率差Δ f足夠小的情況下被顯著地表現。具體而言，由于在頻率差Af低于作為所需信號的頻率帶寬的信號帶寬的頻率(例如200Hz?1Hz)的情況下，因頻率差Δ f而產生的折返噪聲將在信號帶寬中出現，因此會產生角速度碼偏差(搖擺)的問題。在頻率差Af較大的情況下，會通過DSP部110的帶寬限制用的低通濾波器而使折返噪聲充分降低，因此也不會產生角速度碼偏差。以此方式，可以認為在本實施方式中應該避免的干擾頻率具有所給定的頻率寬度(信號帶寬寬度，A f)。
[0080]在本實施方式中，采用了將FLL電路130所輸出的時鐘信號OSQ的頻率設定為避免了這種干擾頻率的頻率的方法。即，在將時鐘信號OSQ的頻率設為FV，將1、j設為I以上的整數，將工作用信號的頻率設為FV/i的情況下，以使j X FR在FV/i的方式對時鐘信號OSQ的頻率FV進行設定。工作用信號的頻率FV/i為A/D轉換電路100的采樣時鐘信號或DSP部110的工作時鐘信號(輸出數據比率)的頻率。
[0081]具體而言，利用圖4等而在后文敘述的FLL電路130的結構例中，在將向比較器131輸入的基準值設為SC、將分頻電路133的分頻比設為DR的情況下，FV = (SC/DR) X FR成立。在該情況下，通過以使j XFR在FV/i的方式對SC/DR進行設定(SC/DR在j Xi)，從而將時鐘信號OSQ的頻率FV設定為避免了干擾頻率的頻率。
[0082]以此方式，只要以使jXFR在FV/i的方式對頻率FV進行設定，就能夠將頻率FV設定為避免了圖3的11、12、13所示的干擾頻率(j X FR= I X fos/i)的頻率。因此，能夠降低11、
12、13所示的較大值的角速度碼偏差的產生，從而能夠降低檢測性能的惡化。
[0083]而且，在本實施方式中，優先為，在將k設為I以上的整數的情況下，以使jXFR^kX FV/i的方式對頻率FV進行設定。即，將頻率FV設定為不僅避免了圖3的11、12、13所示的k=1的情況下的干擾頻率，而且避免了 14、15所示的k22的情況下的干擾頻率(jXFR = kXfos/i)的頻率。以此方式，不僅能夠防止11、12、13所示的較大值的角速度碼偏差的產生，也能夠防止14、15所示的比較小的值的角速度碼偏差的產生。
[0084]另外，如以上所說明的那樣，由于只要FLL電路130的振蕩頻率避免了干擾頻率即可，因此基準時鐘信號CKF與時鐘信號OSQ的相位無需被鎖定(同步)。即，頻率比較器45只要是能夠進行頻率的比較的電路即可，也可以不實施相位的比較。而且，FLL電路130只要是能夠對基準時鐘信號CKF與時鐘信號OSQ的頻率比進行鎖定的電路即可。
[0085]2.FLL電路的第一結構例
[0086]圖4為表示本實施方式的FLL電路的第一結構例。該FLL電路130包括頻率比較器132、環路濾波器136、振蕩器134。頻率比較器132包括比較器131、分頻電路133、計數器135。
[0087]分頻電路133對來自驅動電路30的基準時鐘信號CKF進行分頻。比較器131對比較對象值CTQ與比較對象值CTQ的基準值SC的比較處理，所述比較對象值CTQ為基于來自分頻電路133的分頻時鐘信號DVQ和來自振蕩器134的時鐘信號OSQ而取得的值。計數器135將通過利用所述時鐘信號OSQ而對由分頻時鐘信號DVQ所規定的測量期間進行計數從而被測量出的計數值，作為比較對象值CTQ而輸出。
[0088]具體而言，分頻時鐘信號DVQ的周期為測量期間，在該測量期間內計數器135對時鐘信號OSQ進行計數，并將測量期間結束時的計數值作為比較對象值CTQ而輸出。比較器131輸出基于比較對象值CTQ與基準值SC的差分而產生的輸出值QFD ο被設置在頻率比較器132與振蕩器134之間的環路濾波器136對輸出值QFD進行濾波處理(例如，積分處理、低通濾波處理等)并輸出振蕩頻率設定值TRM(修整值)。振蕩器134被設定為基于該頻率比較器132的輸出值QFD而取得的振蕩頻率設定值TRM，并根據該振蕩頻率設定值TRM而進行振蕩。即，振蕩頻率設定值TRM為在預定范圍內能夠取得多個值的設定值，并且振蕩器134以根據該設定值而振蕩器134的振蕩頻率將會發生變化的方式被構成。
[0089]在比較對象值CTQ與基準值SC不一致的情況下，輸出值Qro將會發生變化，從而振蕩頻率設定值TRM會發生變化，時鐘信號OSQ的頻率會變化，比較對象值CTQ會變化。通過這種反饋控制而振蕩器134的振蕩頻率被控制，從而使振蕩器134的振蕩頻率相對于來自驅動電路30的基準時鐘信號CKF的頻率的頻率比被保持為固定。
[0090]在以上的第一結構例中，能夠將頻率比較器132與環路濾波器136通過邏輯電路(數字電路)而構成。通過能夠將除振蕩器134以外的部分由邏輯電路來構成，從而與由模擬電路構成的情況相比能夠實現電路的簡化或面積削減等。
[0091]3.FLL電路的第二結構例
[0092]圖5為表示本實施方式的FLL電路的第二結構例。該FLL電路130包括:頻率比較器132、環路濾波器136、振蕩器134。頻率比較器132包括比較器131、分頻電路133、計數器135。環路濾波器136包括積分器137、增益處理部139。另外，在以下，對于與已經說明的結構要素相同的結構要素標記相同的符號，并適當地省略對其說明。
[0093]比較器131為差分器，實施來自計數器135的比較對象值CTQ與基準值SC的差分處理，并輸出根據該差分處理而求取的差分值QFD。
[0094]積分器137對頻率比較器132的輸出(差分值QFD)進行積分，并輸出根據該積分而求得的積分值ITQ。具體而言，積分器137包括:延遲電路46(例如鎖存電路等)，其使積分值ITQ延遲與分頻時鐘信號DVQ的一個周期對應的量;加法器44，其對延遲電路46的輸出與積分值ITQ進行加算處理。加法器44的輸出成為積分值ITQ。
[0095]增益處理部139對積分器137的輸出(積分值ITQ)實施增益處理，并將該進行了增益處理的值作為振蕩頻率設定值TRM而輸出。增益處理為將積分值ITQ乘以增益的處理。
[0096]那么，振蕩器134根據數字的振蕩頻率設定值TRM而以離散的振蕩頻率進行振蕩。因此，當振蕩頻率設定值TRM將成為恒定時，振蕩頻率會被固定為離散的振蕩頻率中的某一個，從而無法獲得相對于驅動頻率而具有所需的頻率比的時鐘信號OSQ(在頻率比中產生誤差)。關于此點，根據本實施方式，通過在FLL電路130的環路中設置比較器131(差分器)和積分器137，從而能夠對時鐘信號OSQ的頻率進行Δ - Σ (de I ta s igma)調制。即，時鐘信號OSQ的頻率通過調制而以時間序列發生變化，從而能夠作為其平均的頻率，來獲得相對于驅動頻率而具有所需的頻率比的時鐘信號OSQ。
[0097]以下，對上述結構例的詳細工作進行說明。圖6為表示對圖5的FLL電路130的傳遞函數進行說明的圖。
[0098]在圖6的等效電路圖中記載了各結構要素的傳遞函數。SC為基準值，且為等效電路的輸入。g為將與積分值相乘的增益。Q為將振蕩器134視為量子化器的情況下的量子化噪聲。Hd2f為將作為數字值的振蕩頻率設定值轉換為振蕩器134的振蕩頻率FV的系數。在例如將十進制的數字值10轉換為頻率200kHz的情況下，HD2F=200kHZ/10 = 20kHZ。振蕩頻率FV為等效電路的輸出。Hf2d為將振蕩器134的振蕩頻率FV轉換為計數器135的計數值(比較對象值)的系數。在例如將頻率200kHz轉換為計數值2000的情況下，HF2D = 2000/200kHz = 10ms(100Hz)。該值對應于計數器135中的測量期間。由于計數器135在測量期間結束之后輸出在該測量期間內所進行計數而得到的計數值，因此當從環路進行觀察時，成為I周期之前的計數值。因此，作為計數器135的等效電路而包括延遲電路(z—O。
[0099]根據上述的等效電路，FLL電路130的傳遞函數STF= FV/SC成為式FA。該傳遞函數STF為低通特性，其DC特性STFdc( ω =0時的傳遞函數STF)成為式FB。此外FLL電路130的噪聲傳遞函數NTF = FV/Q成為式FC。可知該噪聲傳遞函數NTF為高通特性，并且低頻率下的噪聲較小。即，在根據時間而對振蕩頻率FV進行平均的情況下，量子化噪聲被降低。
[0100]在將分頻電路133的分頻比設為DR，并且將來自驅動電路30的基準時鐘信號CKF的頻率設為FR的情況下，由于計數器135中的測量期間成為1/(FR/DR) =DR/FR，因此成為Hf2d=DR/FR。由于與式FB相比，DC特性為STFdc = FV/SC = I /Hf2D，因此成為FV/SC = FR/DR，FV =(SC/DR)XFR。即，FLL電路130所生成的時鐘信號OSQ的頻率FV與來自驅動電路30的基準時鐘信號CKF的頻率FR的比為SC/DR。
[0101 ]如圖3所說明那樣，干擾頻率為使j XFR = k X fos/i成立的振蕩頻率fos。在本實施方式中，為了避免該干擾頻率從而以使j XFR在kXFV/i成立的方式而對時鐘信號OSQ的頻率FV進行設定。即，設定為FV/FR = SC/DR在(j X i)/k。
[0102]在k=l的情況下，(jXi)/k成為I以上的整數，在k22的情況下，(jXi)/k成為分數(小數)或I以上的整數。因此，在本實施方式中，將SC/DR設定為小數。由此，能夠至少避免k=l的情況下的干擾頻率、和在k 2 2的情況下(j X i)/k成為整數的情況下的干擾頻率。此夕卜，在(j X i)/k為分數的情況下，通過避免該分數而對SC/DR進行設定，從而能夠避免干擾頻率。
[0103]此外，在本實施方式中，也可以將基準值SC設定為小數。在該情況下，即使分頻比DR較小，也能夠將SC/DR設定為任意的小數。即，在欲使由比較器131而進行比較的周期(測量期間)縮短的情況下，需要減小分頻比DR。例如，在將基準值SC設為整數，將分頻比設為DR=3的情況下，除了SC/DR的整數部的小數部成為0.333…或0.666...，作為小數所能夠進行的選擇較少。關于此點，通過將基準值SC設定為小數，從而能夠將SC/DR設定為任意的小數。
[0104]另外，也可以采用如下的結構，S卩，上述的參數(基準值SC、分頻比DR、增益處理部139的增益)通過例如外部的處理部(例如圖18的處理部520)而被寫入電路裝置20的寄存器部(例如圖18的寄存器部142)中。
[0105]圖7為表示FLL電路130的設定參數的第一示例，圖8(A)至圖9為表示基于該設定參數的工作波形示例。
[0106]如圖7所示，將基準值設為SC=16，將增益設為I，將基準時鐘信號CKF的頻率設為FR=50kHz，將分頻比設為DR = 4。設振蕩頻率設定值TRM為O?15這16個灰度，振蕩頻率FV的I個灰度級為2KHz，并且在TRM = 8時振蕩頻率FV = 200kHz。在該情況下，作為DC特性，成為FV= (SC/DR) X FR = 200kHz ο
[0107]從工作開始起的時間序列的變化如以下所示。如圖8(A)所示，將積分器137的輸出(積分值ITQ)的初期值設為例如零。此時，如圖8(B)所示，由于振蕩頻率設定值成為TRM=0，因此如圖8(D)所示，振蕩頻率從FV= 184kHz開始。由于振蕩頻率FV低于目標200kHz，因此計數值(比較對象值CTQ)與基準值SC= 16相比而較小，并且成為差分值Qi7D >0。因此，積分值ITQ將會增加，振蕩頻率設定值TRM將會增加，振蕩頻率FV會上升。重復進行該動作，從而達到作為目標的FV = 200kHz。
[0108]圖9為與上述的時間序列變化對應的時序圖。如圖9所示，計數器135在分頻時鐘信號DVQ的上升沿處輸出計數值。即，在分頻時鐘信號DVQ的上升沿處計數器135被復位，并將從該復位的時刻起至下一個被復位的時刻為止的期間設為測量期間并對時鐘信號OSQ進行計數，且將該計數值作為比較對象值CTQ而輸出。
[0109]差分器42和積分器137和增益處理部139以與分頻時鐘信號DVQ的上升同步的方式工作。即，差分器42在分頻時鐘信號DVQ的上升沿處輸出基準值SC與比較對象值CTQ的差分值QFD。積分器137中，在分頻時鐘信號DVQ的上升沿處延遲電路(z—O進行工作，而對積分值ITQ進行更新。增益處理部139在分頻時鐘信號DVQ的各上升沿處輸出振蕩頻率設定值TRM。
[0110]比較對象值CTQ(計數值)、積分值ITQ和在振蕩頻率設定值TRM的時序圖中記載的數值對應于圖8(C)、圖8(A)、圖8(B)中的波形。可知，振蕩頻率設定值TRM從作為初期值的TRM=O起逐漸靠近與目標200kHz對應的TRM=8。
[0111]圖10中示出了FLL電路130的設定參數的第二示例，圖1l(A)至圖1l(C)表示基于該設定參數的工作波形示例。第二示例為，在振蕩頻率FV的灰度中不包含與目標相同的頻率的情況的示例。
[0112]如圖10所示，將基準值設為SC = 320，將增益設為1/32，將基準時鐘信號CKF的頻率設為FR = 50kHz，將分頻比設為DR = 32。設振蕩頻率設定值TRM為O?15這16個灰度，振蕩頻率FV的I個灰度級為IkHz，并且在TRM = 8時振蕩頻率FV = 498.2kHz。在該情況下，作為DC特性，而FV=(SC/DR) XFR = 500kHzο
[0113]如圖11(A)至圖11 (C)所示，在從開始工作起的時間序列中，振蕩頻率FV逐漸靠近目標500kHz的情況與上述的第一示例相同。在第二示例中，在靠近目標500kHz之后，振蕩頻率FV并不會被固定而是通過Δ -Σ (delta sigma)調制而發生變動。即，由于TRM = ^fFV =499.2KHz，TRM= 1 時FV = 500.2KHz，因此通過 Δ - Σ (delta si gma)調制而交替地使 TRM=9或10以便平均成為500kHz。
[0114]圖12為表示FLL電路130的設定參數的第三示例。第三示例為將SC/DR設定為小數的情況下的示例。
[0115]如圖12所示，將基準值設為SC = 40.4，將增益設為1/40.4，將基準時鐘信號CKF的頻率設為FR = 50kHz，將分頻比設為DR = 4。設振蕩器134的模型與圖10相同。設為頻率設定值TRM為O?15這16個灰度，振蕩頻率FV的I個灰度級為IkHz，并且在TRM=8時振蕩頻率FV =503.2kHz。在該情況下，作為DC特性，而FV= (SC/DR) X FR = 505KHz。
[0116]4.振蕩器
[0117]以下，將振蕩器134為CR振蕩電路的情況為示例而對振蕩器134進行詳細說明。
[0118]本實施方式的CR振蕩電路具有可變電容電路以及可變電阻電路中的至少一方。并且，通過根據振蕩頻率設定值TRM而對可變電容電路的電容值或可變電阻電路的電阻值進行設定，從而對CR振蕩電路的振蕩頻率FV進行設定。
[0119]圖13中示出了該情況下的振蕩器134的詳細結構例。作為振蕩器134的CR振蕩電路具有:電容器C、可變電阻電路196 (第一頻率調節部)、可變電容電路197 (第二頻率調節部)、放大電路180(緩沖電路)。
[0120]CR振蕩電路被供給電源電壓VDOS而進行工作，并生成時鐘信號OSQ(振蕩信號)。具體而言，CR振蕩電路使用由電容器和電阻構成的RC電路而將信號反饋至輸入端，從而生成振蕩信號。并且，對所生成的振蕩信號進行了波形整形而得到的信號作為時鐘信號OSQ而輸出。
[0121]放大電路180 (反轉放大電路)具有逆變器電路IVO、IV1、IV2。逆變器電路IVI的輸出經由電容器C而被反饋至放大電路180的輸入節點NI。逆變器電路IV2的輸出經由可變電阻電路196 (R)而被反饋至放大電路180的輸入節點NI。逆變器電路IVO的輸入成為放大電路180的輸入。
[0122]從逆變器電路IV2輸出的振蕩信號通過逆變器電路IV3而被進行波形整形，并且作為矩形波的時鐘信號OSQ而被輸出。另外，也可以采取如下方式，即在逆變器電路IV3的后級處設置分頻電路，并輸出對時鐘信號OSQ進行分頻而獲得的一個或多個時鐘信號。
[0123]在該結構例中，在物理量傳感器12與電路裝置20被連接并且FLL電路130進行工作的狀態下，根據振蕩頻率設定值TRM而對可變電容電路197的電容值進行設定。由此，CR振蕩電路的振蕩頻率通過FLL電路130的環路而被控制。可變電容電路197成為其電容值能夠可變地調節的電路，并且通過使可變電容電路197的電容值變化，從而使RC電路的電容值發生變化，進而對CR振蕩電路的振蕩頻率進彳丁設定。
[0124]另一方面，在物理量傳感器12與電路裝置20被連接之前，CR振蕩電路的振蕩頻率通過可變電阻電路196而被進行調節。此時，CR振蕩電路的振蕩頻率被調節至目標的振蕩頻率(避免了干擾頻率的頻率)的附近。即，以使目標振蕩頻率(避免了干擾頻率的頻率)進入能夠通過振蕩頻率設定值TRM而進行設定的振蕩頻率的范圍內的方式，對可變電阻電路196的電阻值進行調節。可變電阻電路196成為其電阻值能夠可變地調節的電路，并且通過使可變電阻電路196的電阻值發生變化，從而使RC電路的電阻值變化，進而對CR振蕩電路的振蕩頻率進行設定。
[0125]以此方式，在本實施方式中，能夠實現物理量傳感器12與電路裝置20被連接之前的狀態下的振蕩頻率的調節(粗調節)、和物理量傳感器12與電路裝置20被進行了連接的狀態下的由FLL電路130實施的振蕩頻率的鎖定(將驅動頻率與振蕩頻率的比保持為固定的控制)。由此，能夠生成避免了干擾頻率的頻率的時鐘信號0SQ，從而能夠降低由于上述的干渉而產生的檢測性能的惡化。
[0126]另外，雖然在圖13中以CR振蕩電路包括可變電容電路197以及可變電阻電路196、并且根據振蕩頻率設定值TRM而對可變電容電路197的電容值進行設定的情況為例而進行了說明，但是CR振蕩電路的結構并不限定于此。例如，也可以不包括可變電容電路197以及可變電阻電路196中的一方。或者，也可以通過根據振蕩頻率設定值TRM而對可變電阻電路196的電阻值進行設定，從而對振蕩頻率進行控制。或者，也可以通過包含未圖示的電壓生成電路，并且該電壓生成電路根據振蕩頻率設定值TRM而對電源電壓VDOS進行變更，從而對振蕩頻率進行控制。或者，也可以包含未圖示的電壓生成電路，并且通過對該電壓生成電路所生成的電源電壓VDOS進行粗調節，從而對振蕩頻率進行粗調節。
[0127]圖14中示出了構成CR振蕩電路的放大電路180、可變電阻電路196以及可變電容電路197的詳細結構例。
[0128]放大電路180具有NAND電路NA和逆變器電路IVl、IV2。逆變器電路IVl的輸出經由電容器C而被反饋至放大電路180的輸入節點NI。逆變器電路IV2的輸出經由可變電阻電路196而被反饋至放大電路180的輸入節點NI JAND電路NA的第一輸入端成為放大電路180的輸入端，向NAND電路NA的第二輸入端中輸入使能信號EN。當使能信號EN成為H電平時，CR振蕩電路被設定為工作使能狀態，當使能信號EN成為L電平時被設定為工作失能狀態。
[0129]可變電阻電路196具有:被串聯連接的多個電阻元件Rl?R6;多個熔絲元件FUl?FU6(廣義而言為開關元件)，多個熔絲元件FUl?FU6中的各熔絲元件相對于多個電阻元件Rl?R6中的各電阻元件而被并聯連接。例如，熔絲元件FUl與電阻元件Rl并聯連接，熔絲元件FU2與電阻元件R2并聯連接。熔絲元件FU3?FU6與電阻元件R3?R6的連接結構也相同。此夕卜，可變電阻電路196具有與多個電阻元件Rl?R6串聯連接的基準電阻元件R7。即，多個電阻元件Rl?R6以及基準電阻元件R7被串聯連接在放大電路180的輸出節點NQ與輸入節點NI之間。
[0130]可變電容電路197具有可變電容元件CVl?CV4和電容控制電壓輸出電路BCl?BC4。可變電容元件CVl?CV4的一端與放大電路180的輸出節點NQ連接，另一端與電容控制電壓輸出電路BCI?BC4的輸出端連接。可變電容元件CVI?CV4為根據電容控制電壓輸出電路BCl?BC4所輸出的電容控制電壓而電容發生變化的元件。電容控制電壓被設定為與振蕩頻率設定值TRM對應的電壓。可變電容元件CVl?CV4能夠通過例如可變電容(變容)等而實現。可變電容電路197能夠通過例如以二進制的方式被進行了加權的可變電容元件的陣列而實現，在該情況下，基于電容控制電壓而實施的控制成為高電平與低電平的二進值控制。例如，在振蕩頻率設定值TRM為4位的情況下，從其LSB側起電容控制電壓輸出電路BCl?BC4分別輸出第一至第四位的邏輯電平。
[0131]5.使用了可變電阻電路的振蕩頻率的調節
[0132]接下來，對使用了可變電阻電路196的振蕩頻率的調節方法進行說明。振蕩頻率的調節的目的在于，針對由半導體晶片處理器實施的晶體管或電阻等的元件偏差，使用可變電阻電路196而調節為所需的振蕩頻率。
[0133]圖14的可變電阻電路196的電阻元件Rl?R6的電阻值例如以二進制的方式被進行了加權。例如Rl?R6的各電阻元件由一個或多個電阻單元構成。例如Rl由2°= I個電阻單元構成，R2由被串聯連接的2工=2個的電阻單元構成，R3由被串聯連接的22個電阻單元構成。同樣地，R4、R5、R6分別由被串聯連接的23個、24個、25個電阻單元構成。因此，當將單元電阻的電阻值設為RU時，Rl的電阻值被設定為2Q X RU( =RU)，R2的電阻值被設定為21 X RU( = 2 XRU)，R3的電阻值被設定為22 X RU，R4的電阻值被設定為23 X RU，R5的電阻值被設定為24 X!^，!^的電阻值為滬父冊。
[0134]另一方面，R7為用于對成為基準的振蕩頻率進行設定的基準電阻元件，當將作為R7的電阻值的基準電阻值設為RB時，RB能夠被設定為與例如R6相同程度的電阻值。通過以此方式進行設定，從而能夠在預定范圍內(例如RB?RB+RU X (26-1)的范圍)可變地對可變電阻電路196的電阻值進行設定。
[0135]如圖14所示，FUl?FU6的各熔絲元件與Rl?R6的各電阻元件被并聯設置。并且，在熔絲熔斷之前，全部的熔絲元件FUl?FU6成為非熔斷狀態。因此，可變電阻電路196的電阻值被設定為R7的基準電阻值RB(準確而言，RB+熔絲元件等寄生電阻值)。并且，在該狀態下，對CR振蕩電路的振蕩頻率進行測量。當將測量出的振蕩頻率設為fr時，通過例如下式(I)所示那樣，由fr的線性方程式來表示的修整方程式(trimming equat1n)而對恪絲值進行計算。另外a、b為常數。
[0136]恪絲值=aXfr+b (I)
[0137]根據所計算出的熔絲值來決定熔斷(修整)熔絲元件FUl?FU6中的哪一個。例如設為根據通過修整方程式而計算出的熔絲值而使熔絲元件FU1、FU3、FU4、FU5熔斷。在該情況下，可變電阻電路196的電阻值成為RB+R1+R3+R4+R5(+寄生電阻值)。
[0138]具體而言，通過將熔絲值(轉換為整數之后的熔絲值)轉換為以二進制表示的數據，從而能夠決定所熔斷的熔絲元件。例如，如果熔絲值= 1 = 2%則對熔絲元件FUl進行熔斷，如果熔絲值= 2 = 21,則對熔絲元件FU2進行熔斷。此外，如果熔絲值=3 = 2^21，則對熔絲元件FUl以及FU2進行熔斷，如果熔絲值=4 = 22，則對熔絲元件FU3進行熔斷，如果熔絲值=5 = 2°+22，則對熔絲元件FUl以及FU3進行熔斷。即，恪絲元件FUl相當于以二進制表示的熔絲值的LSB，熔絲元件FU2相當于LSB的其次的位，熔絲元件FU3相當于其其次的位。同樣地，熔絲元件FU6相當于以二進制表現的熔絲值的MSB。并且，如果熔絲值的LSB為1，則對熔絲元件FUl進行熔斷，如果為零則不進行熔斷。如果LSB的其次的位為I，則對熔絲元件FU2進行熔斷，如果為零則不進行熔斷。
[0139]6.振蕩器的改變例
[0140]以上，雖然對振蕩器134為CR振蕩電路的情況為例而進行了說明，但是振蕩器134并不限定于該結構。例如，振蕩器134也可以為圖15所示的結構。
[0141]圖15所示的振蕩器134包括:D/A轉換電路72，其對振蕩頻率設定值TRM進行D/A轉換；電壓控制振蕩器74，其根據來自D/A轉換電路72的模擬的輸出電壓DAQ而進行振蕩。在將該振蕩器134應用于本實施方式的FLL電路130中的情況下，D/A轉換電路72的輸出電壓DAQ根據振蕩頻率設定值TRM而發生變化，而且時鐘信號OSQ的頻率由此發生變化，其頻率經由頻率比較器132與環路濾波器136而被反饋至振蕩頻率設定值TRM。雖然模擬的輸出電壓DAQ采用了離散的電壓值，但是如圖5等所說明的那樣，通過Δ-Σ (delta sigma)調制而輸出作為平均值的成為所需的頻率的時鐘信號0SQ。
[0142]7.FLL電路的改變例
[0143]此外，在以上，雖然對FLL電路130的頻率比較器132與環路濾波器136由邏輯電路而構成的情況為例而進行了說明，但是FLL電路130并不限定于該結構。例如，如圖16所示，頻率比較器132或環路濾波器136也可以由模擬電路而構成。
[0144]圖16所示的FLL電路130包括:頻率比較器45、環路濾波器43、振蕩器48、分頻電路41ο
[0145]分頻電路41對時鐘信號OSQ進行分頻，并輸出分頻時鐘信號DV0S。頻率比較器45對基準時鐘信號CKF的頻率與分頻時鐘信號DVOS的頻率進行比較，并輸出基于它們的差分而得出的模擬信號QP。例如，頻率比較器45通過電荷栗電路而被實現。環路濾波器43對模擬信號QP進行低通濾波處理，并將通過該處理而得到的電壓作為控制電壓VLQ而輸出。例如，環路濾波器136通過由電容器或電阻而構成的被動低通濾波器而被實現。振蕩器48根據與控制電壓VLQ對應的頻率而進行振蕩，并輸出時鐘信號0SQ。例如振蕩器48通過電壓控制振蕩器(VCO)而被實現。
[0146]8.運算處理部
[0147]根據以上所說明的FLL電路130，利用將來自驅動電路30的基準時鐘信號CKF設為SC/DR倍而得到的時鐘信號OSQ(或者，對其進行了分頻而得到的工作時鐘信號)，而能夠使A/D轉換電路100或DSP部110進行工作。
[0148]此時，由于物理量傳感器12的驅動頻率根據制造偏差等而變動，因此隨著該頻率的變動而時鐘信號OSQ的頻率也會發生變動。例如，雖然在陀螺傳感器中，通過對角速度信息進行積分而求取角度信息，但是由于DSP部110等的工作頻率發生變化而積分期間會改變，從而可能在角速度信息中產生誤差。
[0149]因此，在本實施方式中，通過使被設置在檢測電路60的后級處的運算處理部150實施以下的處理，從而能夠求取更準確的角速度信息。另外，運算處理部150也可以被包含在檢測電路60的DSP部110中。
[0150]圖17中示出了運算處理部150的結構例。運算處理部150包括乘法處理部155、積分處理部156，并利用對時鐘信號OSQ進行DO分頻而得到的工作時鐘信號而進行工作(S卩，使用基準時鐘頻率FR，并且利用被表示為(SC/DR) X FR/D0的頻率的工作時鐘信號而進行工作)。乘法處理部155實施基于來自檢測電路60的角速度信息QG(物理量信息)和運算系數CF(廣義而言，驅動頻率信息)而進行的乘法處理，其中，所述運算系數CF的值根據驅動電路30的驅動頻率而被設定。積分處理部156接收乘法處理部155的乘法結果QM(例如角度位移)，并實施對于乘法結果QM的積分處理。由此，實現了角速度信息QG的積分處理。并且，積分處理部156輸出轉速信息QH。該轉速信息QH具有固定小數點表示的整數部REVQ與小數部DEGQ。
[0151]運算系數CF為以如后文敘述的方式根據驅動電路30的驅動頻率而使其值被設定的系數。更加具體而言，成為根據驅動頻率以及角速度信息的設定靈敏度而使其值被設定的系數。乘法處理部155通過實施使角速度信息QG乘以這種運算系數CF的處理，從而實現基于由驅動電路30的驅動頻率來規定的時間間隔信息的運算處理。
[0152]更加具體而言，乘法處理部155包含乘法器MLA。該乘法處理部155實施使角速度信息QG(陀螺信號)乘以運算系數CF(定數)的乘法處理。由此，對數據速率的時間間隔內的角度位移(A Θ)進行計算。該角度位移通過角速度與時間間隔的乘法處理而被求取。并且，時間間隔通過運算系數CF而被設定。
[0153 ]向乘法處理部155輸入的運算系數CF以例如下式(2)的方式表示。
[0154]CF = I/(360 X SENXfxt X (SC/DR)/DO) (2)
[0155]在上式(2)中，SEN表示設定靈敏度(LSB/dpS)，fxt表示振動片10(水晶振動片)的驅動頻率(Hz)。具體而言，設定靈敏度SEN為作為物理量檢測裝置(陀螺傳感器)的規格(設計值)而被設定的角速度的靈敏度。即，設定靈敏度SEN例如以SEN = 300(LSB/dps)的方式作為產品的規格而唯一地被決定。此外，作為基準時鐘信號而使用振動片10的驅動信號(或者，基于驅動信號而得到的信號)，fxt為在將電路裝置20與振動片10連接了的狀態下測定出的驅動頻率。即，fxt為根據驅動頻率的測定結果而被設定的驅動頻率。另外，運算系數CF并不限定于上式(2)，例如能夠實施使上式(2)乘以預定的常數而得到的系數等的各種改變。
[0156]以此方式，在本實施方式中，使用根據驅動電路30的驅動頻率(fxt)、與角速度(物理量信息)的設定靈敏度(SEN)而使其值被進行設定的運算系數CF，而實施運算處理部150的運算處理(乘法處理)。并且，該運算系數CF的設定中所使用的驅動頻率(fxt)是根據驅動頻率的測定結果而被設定的數值。具體而言，在本實施方式中，上式(2)的運算系數CF作為驅動頻率信息(根據驅動頻率而其值被進行設定的信息)，被寫入非易失性存儲器146中。并且，運算處理部150從非易失性存儲器146讀取作為驅動頻率信息的運算系數CF，并且根據由該驅動頻率信息來規定的時間間隔信息而實施運算處理。
[0157]在驅動電路30的驅動頻率中，相對于設計值而會產生偏差。例如，相對于驅動頻率的設計值(50kHz?200kHz)而產生偏差。并且，在本實施方式中，由于運算處理部150的運算處理中的時間間隔信息由驅動頻率而被規定，因此當在驅動頻率中存在偏差時，在運算結果中也會產生偏差。例如，在檢測對象實際上旋轉了 10度的情況下，當在驅動頻率中存在偏差時，作為運算處理部150的運算結果的旋轉角度不會成為10度，而會成為與10度不一致的角度。
[0158]關于此點，在本實施方式中，在將振動片10與電路裝置進行了連接的狀態下對驅動頻率進行測定，并且如上式(2)所示那樣，根據所測定出的驅動頻率(fxt)而求取運算系數CF(廣義而言，驅動頻率信息)，并存儲在非易失性存儲器146中。并且，運算處理部150根據從該非易失性存儲器146中讀取的運算系數CF而實施運算處理。因此，由于運算處理中所使用的時間間隔信息是根據所測定出的驅動頻率(fxt)而被規定的，因此即使在驅動頻率中存在偏差的情況下，運算處理部150也能夠輸出更加準確的運算結果。
[0159]此外，通過DSP部110而對檢測電路60所進行檢測的角速度實施靈敏度補正，并且以角速度的靈敏度成為作為設計值的設定靈敏度的方式進行補正。該設定靈敏度的值有時會根據物理量檢測裝置的產品而不同，當以不考慮該設定靈敏度的方式運算處理部150實施積分處理等運算處理時，無法獲得準確的運算結果。
[0160]關于此點，在本實施方式中，如上式(2)所示，根據設定靈敏度SEN而求取運算系數CF，并且運算處理部150根據該運算系數CF而實施運算處理。因此，能夠根據與從檢測電路60輸出的角速度的靈敏度相對應的運算系數CF而實施運算處理。例如，在設定靈敏度SEN為300 (LSB/dps)的情況下，從檢測電路60輸出的角速度的靈敏度也被設定為300 (LSB/dps)，并且通過使以上式(2)的方式將設定靈敏度SEN設定為分母的運算系數CF乘以來自檢測電路60的角速度，從而能夠獲得不依存于靈敏度的準確的運算結果。
[0161]積分處理部156包括浮點積分器160(浮點數積分器)、和定點積分器164(定點數積分器)。此外，也能夠包括檢測器162、定點轉換部166、寄存器168、169。
[0162]浮點積分器160對浮點形式的角度位移(Δθ=ωX t)進行積算，從而對角度進行計算。在此，為了以不降低浮點運算的精度的方式而實施積算，優選為將浮點積分器160的輸出的值總是設為較小的值(例如2—16以下)。因此，當浮點積分器160的輸出的值越過固定值時，實施減去該量的處理。例如，當檢測器162判斷為浮點積分器160的輸出的值超過了例如2—16時，實施從積分結果(輸出值)中減去例如“+I”大小的減去量的處理，并將與該減去量相對應的加上量“+I”在其他的定點積分器164中進行加法運算的處理。向定點的轉換也在該時刻實施。同樣地，當判斷為浮點積分器160的輸出的值超過了例如2—15時，實施從積分結果中減去例如“+2”大小的減去量的處理，并將與該減去量相對應的加上量“+2”在定點積分器164中進行加法運算的處理。在超過2—14、2—13、2—12、2—11的情況下的減去量以及加上量分別成為 “+4”、“+8”、“+16”、“+32”。
[0163]并且，定點積分器164的輸出等經由寄存器168、寄存器169而作為轉速信息的整數部REVQ、小數部DEGQ而被輸出。
[0164]另外，在圖17中，關于微小角度成分(下位8位)，不經由上述的定點積分器164，而是對以浮點表示的浮點積分器160的輸出進行直接轉換。例如，在浮點數的指數部所示的值為2—15的情況下，通過將第8位設為I，并且將浮點數的尾數部的上位7位作為下位7位而輸出，從而實施向定點數的轉換。該轉換由定點轉換部166實施，并且所得到的8位的定點數向寄存器169輸出。同樣地，浮點數的指數部所示的值為2—14的情況下，通過將第8、7位設為0、I，并且將浮點數的尾數部的上位6位作為下位6位而輸出，從而實施向定點數的轉換。
[0165]如以上方式，在圖17中，運算處理部150相對于以浮點數表示的角速度信息QG(物理量信息)而實施運算處理，并輸出以定點數表示的轉速信息QH(運算后物理量信息)。該定點數表示的轉速信息QH(角度信息)由整數部REVQ與小數部DEGQ構成。
[0166]9.電子設備、陀螺傳感器、電路裝置的詳細結構
[0167]圖18中示出了本實施方式的電路裝置20、包含該電路裝置20的陀螺傳感器510(廣義而言，物理量檢測裝置)、包含該陀螺傳感器510的電子設備500的詳細結構例。
[0168]另外，電路裝置20、電子設備500、陀螺傳感器510并不限定于圖18的結構，也能夠實施省略其結構要素的一部分或者追加其他的結構要素等各種的改變。此外，作為本實施方式的電子設備500，能夠假定數碼照相機、攝像機、智能電話、手機、汽車導航系統、機器人、生物體信息檢測裝置、游戲機、時鐘、健康器具、或者便攜式信息終端等各種的設備。此夕卜，在以下中，雖然以物理量傳感器(角速度傳感器元件)為壓電型的振動片(振動陀螺儀)、且傳感器為陀螺傳感器的情況為例而進行了說明，但本發明并不限定于此。例如本發明也能夠應用于，由硅基板等形成的靜電電容檢測方式的振動陀螺儀、和對與角速度信息等效的物理量或角速度信息以外的物理量進行檢測的物理量傳感器等中。
[0169]電子設備500包括陀螺傳感器510和處理部520。此外，能夠包含存儲器530、操作部540、顯示部550。以CPU、MPU等來實現的處理部520(外部的處理裝置)實施陀螺傳感器510等的控制或電子設備500的整體控制。此外，處理部520根據由陀螺傳感器510檢測出的角速度信息(廣義而言，物理量)而實施處理。例如，基于角速度信息，而實施用于抖動校正、姿態控制、GPS自動導航等的處理。存儲器530(R0M、RAM等)對控制程序或各種數據進行存儲，或作為工作區域或數據儲存區域而發揮功能。操作部540為用于供用戶進行操作的部件，顯示部550向用戶顯示各種的信息。
[0170]陀螺傳感器510(物理量檢測裝置)包括振動片10和電路裝置20。振動片10(廣義而言，物理量傳感器、角速度傳感器元件)為由水晶等壓電材料的薄板所形成的壓電型振動片。具體而言，振動片10為由Z切割的水晶基板所形成的雙T字型的振動片。
[0171]電路裝置20包括:驅動電路30、FLL電路130、檢測電路60、控制部140、寄存器部142、輸出部144(接口部)、非易失性存儲器146、運算處理部150。另外，能夠實施省略這些結構要素的一部分或者追加其他的結構要素等各種的改變。
[0172]FLL電路130根據來自驅動電路30的信號而生成時鐘信號。檢測電路60包括A/D轉換電路100、DSP部110，該A/D轉換電路100、DSP部110和運算處理部150、控制部140根據來自FLL電路130的時鐘信號或對該時鐘信號進行了分頻而得到的時鐘信號而工作。
[0173]控制部140實施電路裝置20的控制處理。該控制部140能夠由邏輯電路(門陣列等)或處理器等實現。電路裝置20的各種開關控制或模式設定等通過該控制部140而被實施。
[0174]驅動電路30輸出驅動信號DQ并對振動片1進行驅動。例如，通過從振動片1接收反饋信號DI，并輸出與此相對應的驅動信號DQ，從而使振動片10激振。檢測電路60從通過驅動信號DQ而被驅動的振動片10接收檢測信號IQ1、IQ2(檢測電流、電荷)，并根據檢測信號IQl、IQ2，而檢測出(提取)與被施加在振動片10上的物理量相對應的所需信號(科里奧利力信號)。
[0175]振動片10具有:基部1，連結臂2、3，驅動臂4、5、6、7，檢測臂8、9。檢測臂8、9相對于矩形形狀的基部I而向+Y軸方向、一Y軸方向延伸。此外，連結臂2、3相對于基部I而向一X軸方向、+X軸方向延伸。并且，驅動臂4、5相對于連結臂2而向+Y軸方向、一Y軸方向延伸，驅動臂6、7相對于連結臂3而向+Y軸方向、一 Y軸方向延伸。另外，X軸、Y軸、Z軸為表示水晶軸的軸，并分別被稱為電軸、機械軸和光學軸。
[0176]來自驅動電路30的驅動信號DQ被輸入至設置在驅動臂4、5的上表面上的驅動電極、和設置在驅動臂6、7的側面上的驅動電極。此外，來自設置在驅動臂4、5的側面上的驅動電極、和設置在驅動臂6、7的上表面上的驅動電極的信號，作為反饋信號DI而被輸入至驅動電路30。此外，來自設置在檢測臂8、9的上表面上的檢測電極的信號，作為檢測信號IQ1、IQ2而被輸入至檢測電路60。另外，被設置在檢測臂8、9的側面上的共用電極例如被接地。
[0177]當通過驅動電路30而施加交流的驅動信號DQ時，驅動臂4、5、6、7通過逆壓電效應而實施如箭頭標記A所示的彎曲振動(激振振動)。即，實施驅動臂4、6的頂端反復相互接近和遠離、且驅動臂5、7的頂端也反復相互接近和遠離的彎曲振動。此時，由于驅動臂4、5和驅動臂6、7相對于穿過基部I的重心位置的Y軸而實施線對稱的振動，因此，基部1、連結臂2、3、檢測臂8、9幾乎不發生振動。
[0178]在該狀態下，當對振動片10施加以Z軸為旋轉軸的角速度時(當振動片10以繞Z軸的方式進行旋轉時)，驅動臂4、5、6、7通過科里奧利力而以箭頭標記B所示的方式進行振動。即，通過使與箭頭標記A的方向和Z軸的方向正交的箭頭標記B的方向的科里奧利力作用于驅動臂4、5、6、7上，從而產生箭頭標記B的方向的振動成分。該箭頭標記B的振動經由連結臂
2、3而傳遞至基部I，并且檢測臂8、9在箭頭標記C的方向上實施彎曲振動。通過由該檢測臂
8、9的彎曲振動而引起的壓電效應所產生的電荷信號，作為檢測信號IQ1、IQ2而被輸入至檢測電路60。在此，驅動臂4、5、6、7的箭頭標記B的振動為相對于基部I的重心位置的圓周方向的振動，檢測臂8、9的振動為與箭頭標記B在圓周方向上為相反朝向的、箭頭標記C的方向上的振動。檢測信號IQl、IQ2成為相對于驅動信號DQ而相位僅偏移了 90度的信號。
[0179]例如，當將繞Z軸的振動片10(陀螺傳感器)的角速度設為ω，將質量設為m，將振動速度設為V時，科里奧利力被表示為Fc = 2m.V.ω。因此，通過檢測電路60對作為與科里奧利力相對應的信號的所需信號進行檢測，從而能夠求出角速度ω。并且，通過使用所求得的角速度ω，從而能夠使處理部520實施用于抖動修正、姿態控制、或者GPS自動導航等各種處理。
[0180]另外，雖然在圖18中圖示了振動片10為雙T字型的情況下的示例，但本實施方式的振動片10并不限定于這樣的結構。例如也可以為音叉型、H型等。此外，振動片10的壓電材料也可以為水晶以外的陶瓷或硅等材料。
[0181]圖19為表示電路裝置的驅動電路30、檢測電路60的詳細結構例。
[0182]驅動電路30包括:輸入有來自振動片1的反饋信號DI的放大電路32、實施自動增益控制的增益控制電路40、向振動片10輸出驅動信號DQ的驅動信號輸出電路50。此外，包括向檢測電路60輸出同步信號SYC的同步信號輸出電路52。另外，驅動電路30的結構并不限定于圖19，也能夠實施省略這些結構要素的一部分或者追加其他的結構要素等各種改變。
[0183]放大電路32(I/V轉換電路)對來自振動片10的反饋信號DI進行放大。例如將來自振動片10的電流的信號DI轉換為電壓的信號DV并輸出。該放大電路32能夠通過運算放大器、反饋電阻元件、反饋電容器等來實現。
[0184]驅動信號輸出電路50基于由放大電路32實現的放大后的信號DV而輸出驅動信號DQ。例如在驅動信號輸出電路50輸出矩形波(或者正弦波)的驅動信號的情況下，驅動信號輸出電路50能夠通過比較器等來實現。
[0185]增益控制電路40(AGC)向驅動信號輸出電路50輸出控制電壓DS，并對驅動信號DQ的振幅進行控制。具體而言，增益控制電路40對信號DV進行監視，并對振蕩環路的增益進行控制。例如在驅動電路30中，為了使陀螺傳感器的靈敏度維持在固定，而需要將向振動片10(驅動用振動片)供給的驅動電壓的振幅維持在固定。因此，在驅動振動系統的振蕩環路內，設置有用于自動調節增益的增益控制電路40。增益控制電路40以使來自振動片10的反饋信號DI的振幅(振動片的振動速度V)成為固定的方式，而可變地對增益進行調節。該增益控制電路40能夠通過對放大電路32的輸出信號DV進行全波整流的全波整流器、或實施全波整流器的輸出信號的積分處理的積分器等來實現。
[0186]同步信號輸出電路52接收由放大電路32實施放大后的信號DV，并向檢測電路60輸出同步信號SYC(參照信號)。該同步信號輸出電路52能夠通過比較器或相位調節電路(移相器)等來實現，其中，所述比較器實施正弦波(交流)信號DV的二進制處理并生成矩形波的同步信號SYC，所述相位調節電路(移相器)實施同步信號SYC的相位調節。
[0187]此外，同步信號輸出電路52向FLL電路130輸出基準時鐘信號CKF。例如，同步信號輸出電路52包括實施正弦波信號DV的二進制處理的比較器。并且，例如使通過第一緩沖電路而對比較器的輸出信號進行了緩沖的信號成為同步信號SYC，使通過第二緩沖電路而對比較器的輸出信號進行了緩沖的信號成為基準時鐘信號CKF。由此，基準時鐘信號CKF與同步信號成為例如頻率相同的信號。另外，也可以設置同步信號SYC的生成用的第一比較器和基準時鐘信號CKF的生成用的第二比較器。
[0188]檢測電路60包括放大電路61、同步檢波電路81、濾波部90、A/D轉換電路100、DSP部
110。放大電路61接收來自振動片10的第一檢測信號IQl、第二檢測信號IQ2，并實施電荷一電壓轉換或差動的信號放大或增益調節等。同步檢波電路81根據來自驅動電路30的同步信號SYC而實施同步檢波。濾波部90(低通濾波器)作為A/D轉換電路100的前置濾波器而發揮功能。此外，濾波部90也作為使通過同步檢波而未被除盡的無用信號衰減的電路而發揮功能。A/D轉換電路100實施同步檢波后的信號的A/D轉換。DSP部110對來自A/D轉換電路100的數字信號實施數字濾波處理或數字補正處理等數字信號處理。作為數字補正處理存在例如零點補正處理或靈敏度補正處理等。
[0189]另外，例如作為來自振動片10的電荷信號(電流信號)的檢測信號IQl、IQ2相對于作為電壓信號的驅動信號DQ而相位滯后了 90度。此外，在放大電路61的Q/V轉換電路等中，相位滯后了 90度。因此，放大電路61的輸出信號相對于驅動信號DQ而相位滯后了 180度。因此，通過利用例如驅動信號DQ(DV)和同相的同步信號SYC而進行同步檢波，從而能夠對驅動信號DQ去除相位延遲了 90度的無用信號等。
[0190]10.移動體，電子設備
[0191]圖20(A)中示出了包括本實施方式的電路裝置20的移動體的示例。本實施方式的電路裝置20例如能夠裝入汽車、飛機、摩托車、自行車、或者船舶等各種移動體中。移動體為具備例如發動機或電機等驅動機構、方向盤或舵等轉向機構、以及各種電子設備，并在地上、空中、海上移動的設備或裝置。圖20(A)概要地圖示了作為移動體的具體例的汽車206。在汽車206上，裝入具有振動片10和電路裝置20的陀螺傳感器510(傳感器)。陀螺傳感器510能夠對車身207的姿態進行檢測。陀螺傳感器510的檢測信號能夠被供給至車身姿態控制裝置208。車身姿態控制裝置208能夠根據例如車身207的姿態而對懸架裝置的軟硬進行控制或者對每個車輪209的制動器進行控制。此外，這樣的姿態控制能夠被利用于雙腳步行機器人、航空器、直升飛機等各種移動體中。為了實現姿態控制而能夠安裝陀螺傳感器510。
[0192]如圖20(B)、圖20(C)所示，本實施方式的電路裝置能夠應用于數碼照相機、生物體信息檢測裝置(穿戴式醫療設備。例如脈搏器、計步器、活動量儀等)等各種電子設備中。例如在數碼照相機中，能夠實施使用了陀螺傳感器或加速度傳感器的抖動校正等。此外，在生物體信息檢測裝置中，能夠使用陀螺傳感器或加速度傳感器而對用戶的身體活動進行檢測，或者對運動狀態進行檢測。此外，如圖20(D)所示，本實施方式的電路裝置也能夠應用于自動裝置的可動部(手臂、關節)或主體部。機器人可以假定為移動體(行駛或步行自動裝置)、電子設備(非行駛或非步行自動裝置)中的任意一個。在行駛或步行自動裝置的情況下，例如能夠在自動行駛中利用本實施方式的電路裝置。
[0193]另外，雖然以上述的方式對本實施方式進行了詳細說明，但本領域技術人員能夠很容易理解如下內容，即，能夠實施在實體上不脫離本發明的新穎事項以及效果的多種改變。因此，這種改變例也全部被包含在本發明的范圍中。例如，在說明書或附圖中至少一次與更為廣義或同義的不同用語(物理量信息、角速度傳感器元件、物理量檢測裝置等)一起記載的用語(角速度信息、振動片、陀螺傳感器等)，在說明書或附圖的任意位置處均能夠置換為該不同的用語。此外，電路裝置、物理量檢測裝置、電子設備、移動體的結構、振動片的結構等均不限定于本實施方式中所說明的內容，能夠實施各種改變。
[0194]符號說明
[0195]I基部;2、3連結臂;4?7驅動腕;8、9檢測臂；10振動片；12物理量傳感器;20電路裝置;30驅動電路;32放大電路;40增益控制電路;41分頻電路;42差分器;43環路濾波器;44加法器;45頻率比較器;46延遲電路;48振蕩器;50驅動信號輸出電路;52同步信號輸出電路；60檢測電路;61放大電路;70時鐘信號生成電路;72D/A轉換電路;74電壓控制振蕩器;81同步檢波電路;90濾波部；100A/D轉換電路；11ODSP部；130FLL電路；131比較器；132頻率比較器；133分頻電路；134振蕩器；135計數器；136環路濾波器；137積分器；139增益處理部；140控制部；142寄存器部；144輸出部；146非易失性存儲器；150運算處理部；155乘法處理部；156積分處理部；160浮點積分器；162檢測器；164定點積分器；166定點轉換部；168寄存器；169寄存器；180放大電路；196可變電阻電路；197可變電容電路;206汽車;207車身；208車身姿態控制裝置;209車輪;500電子設備;510陀螺傳感器;520處理部;530存儲器;540操作部；550顯示部;CF乘法系數;CKF基準時鐘信號；CTQ比較對象值;DQ驅動信號;DR分頻比；DVQ分頻時鐘信號;FR驅動頻率;FUl熔絲元件;FV振蕩頻率;OSQ時鐘信號;Rl電阻元件;SC基準值；TRM振蕩頻率設定值;TQ檢測信號。
【主權項】
1.一種電路裝置，其特征在于，包括: 驅動電路，其對物理量傳感器進行驅動； 鎖頻環電路，其具有頻率比較器和振蕩器，并將來自所述驅動電路的信號作為基準時鐘信號而生成時鐘信號； 檢測電路，其具有根據所述時鐘信號而工作的電路，并對來自所述物理量傳感器的檢測信號實施檢測處理。2.如權利要求1所述電路裝置，其特征在于， 所述頻率比較器具有分頻電路和比較器， 所述分頻電路對所述基準時鐘信號進行分頻， 所述比較器對比較對象值與所述比較對象值的基準值實施比較處理，所述比較對象值為，基于來自所述分頻電路的分頻時鐘信號和來自所述振蕩器的所述時鐘信號而取得的值。3.如權利要求2所述的電路裝置，其特征在于， 所述頻率比較器具有計數器，所述計數器將通過利用所述時鐘信號而對由所述分頻時鐘信號所規定的測量期間進行計數從而被測量出的計數值，作為所述比較對象值而輸出。4.如權利要求2或3所述的電路裝置，其特征在于， 在將所述基準值設為SC，將所述分頻電路的分頻比設為DR，將來自所述驅動電路的信號的頻率設為FR，將所述振蕩器所輸出的所述時鐘信號的頻率設為FV的情況下，FV=(SC/DR) XFR。5.如權利要求3所述的電路裝置，其特征在于， SC/DR為小數。6.如權利要求4所述的電路裝置，其特征在于， SC為小數。7.如權利要求4所述的電路裝置，其特征在于， 所述電路通過基于所述時鐘信號而產生的工作用信號來工作， 在將i設為I以上的整數，將j設為I以上的整數，將所述工作用信號的頻率設為FV/i的情況下， 以j XFR在FV/i的方式對SC/DR進行設定。8.如權利要求1所述的電路裝置，其特征在于， 所述振蕩器具有阻容振蕩電路，所述阻容振蕩電路被設定有基于所述頻率比較器的輸出而得到的振蕩頻率設定值，并且根據所述振蕩頻率設定值而進行振蕩。9.如權利要求8所述的電路裝置，其特征在于， 所述阻容振蕩電路具有可變電容電路以及可變電阻電路中的至少一方， 通過根據所述振蕩頻率設定值而對所述可變電容電路的電容值或所述可變電阻電路的電阻值進行設定，從而對所述阻容振蕩電路的振蕩頻率進行設定。10.如權利要求8所述的電路裝置，其特征在于， 所述阻容振蕩電路具有可變電容電路和可變電阻電路， 所述可變電阻電路具有: 被串聯連接的多個電阻元件； 多個熔絲元件，所述多個熔絲元件中的各個熔絲元件相對于所述多個電阻元件的各電阻元件而并聯地被設置， 所述可變電容電路為根據所述振蕩頻率設定值而被設定電容值的電路。11.如權利要求1所述的電路裝置，其特征在于， 包括環路濾波器，所述環路濾波器被設置在所述頻率比較器與所述振蕩器之間。12.如權利要求11所述的電路裝置，其特征在于， 所述環路濾波器具有: 積分器，其對所述頻率比較器的輸出進行積分； 增益處理部，其對所述積分器的輸出實施增益處理。13.如權利要求1所述的電路裝置，其特征在于， 所述檢測電路具有A/D轉換電路以及數字信號處理部中的至少一方，以作為根據所述時鐘信號而工作的所述電路。14.如權利要求1所述的電路裝置，其特征在于， 包括控制部，所述控制部根據所述時鐘信號而工作，并對所述驅動電路和所述檢測電路進行控制。15.一種物理量檢測裝置，其特征在于，具備權利要求1所述的電路裝置和所述物理量傳感器。16.一種電子設備，其特征在于，包括權利要求1所述的電路裝置。17.—種移動體，其特征在于，包括權利要求1所述的電路裝置。
【文檔編號】G01C19/5649GK106027043SQ201610188201
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年3月29日
【發明人】羽田秀生, 倉科隆, 牧克彥, 須藤泰宏
【申請人】精工愛普生株式會社