技術領域
本發明涉及第三代移動通信系統的音頻質量改善，尤其涉及改善音頻空閑信道噪聲的方法，以及利用這種方法的手機音頻接收系統。
背景技術：
第三代(3G)移動通信系統正在全球范圍內逐步取代傳統的2G移動通信系統。具有諸如視頻電話、多媒體應用等更加豐富功能的3G手機也逐漸進入人們的視野。相比以往的2G手機，3G手機對各種性能有更高的要求。以音頻測試為例，3G手機相對于2G手機增加了很多測試項，其中接收空閑信道噪聲(IdleChannelNoise)是最重要的一項。
接收空閑信道噪聲是測量音頻接收通路上在手機通話時，雙方不說話的情況下的輸出噪聲，3GPPTS26.131協議要求小于-57dBPa。
圖1所示為手機音頻接收系統的基本結構，它由音頻輸出芯片11和揚聲器12組成。由于目前的3G手機的音頻電路設計基本沿用2G手機的設計方法，從而導致芯片輸出的噪聲太大，不滿足-57dBPa的要求。圖2所示為芯片輸出噪聲分布圖。
對于噪聲問題，傳統方法是在芯片11的音頻輸出端和揚聲器12之間串聯大電阻來衰減噪聲功率以滿足要求，但是大電阻在衰減噪聲功率的同時也會衰減有用信號，從而導致在實際調試過程中對接收響度和接收失真的影響較大，很難調試。
技術實現要素：
本發明的目的是提出一種改善音頻空閑信道噪聲的方法，使得大大降低手機音頻通路上的接收空閑信道噪聲功率的同時并顯著不影響有用信號。
本發明的另一目的是提出一種手機音頻接收系統，能通過接收空閑信道噪聲測試。
本發明提出一種改善音頻空閑信道噪聲的方法，包括以下步驟：產生一音頻信號；以及將該音頻信號輸入至一∑-Δ調制器進行噪聲整形，以將該音頻信號中的噪聲移出預設的測試頻段。
在本發明的一實施例中，該∑-Δ調制器的頻域傳遞函數滿足：
Y(z)＝X(z)·z-1+e(z)·(1-z-1)，
其中X(z)為輸入的2kHz頻率正弦波，e(z)為噪聲。
在本發明的一實施例中，該預設的測試頻段為200Hz-4kHz。
本發明另提出一種手機音頻接收系統，包括：一音頻處理單元，產生并輸出一音頻信號；以及一∑-Δ調制器，連接該音頻處理單元，對該音頻信號進行噪聲整形，以將該音頻信號中的噪聲移出預設的測試頻段。
在本發明的一實施例中，該∑-Δ調制器的頻域傳遞函數滿足：
Y(z)＝X(z)·z-1+e(z)·(1-z-1)，
其中X(z)為輸入的2kHz頻率正弦波，e(z)為噪聲。
在本發明的一實施例中，該預設的測試頻段為200Hz-4kHz。
在本發明的一實施例中，該手機音頻接收系統還包括一聲音單元，連接該∑-Δ調制器并播放噪聲整形后的該音頻信號。
在本發明的一實施例中，該∑-Δ調制器包括：差分放大器，其正輸入端連接該音頻信號；積分器，其輸入端連接該差分放大器的輸出端；比較器，其正輸入端連接該積分器的輸出端，其負輸入端連接一參考電位；以及模數轉換器，其輸入端連接該比較器的輸出端，其輸出端連接該差分放大器的負輸入端；其中該比較器的輸出端輸出噪聲整形后的該音頻信號。
在本發明的一實施例中，該∑-Δ調制器為1比特調制器。
因此，本發明的改善音頻空閑信道噪聲的方法能夠降低手機音頻接收系統中測試頻段的噪聲功率，從而使手機音頻接收系統具有滿足3GPPTS26.131協議要求的信噪比。
附圖說明
圖1是目前手機音頻接收系統的基本結構。
圖2是目前的音頻輸出芯片的輸出噪聲分布圖。
圖3是根據本發明實施例的音頻接收系統結構。
圖4是圖3所示的∑-Δ調制器內部結構圖。
圖5是圖3所示的∑-Δ調制器的輸出頻譜。
具體實施方式
本發明是基于對目前的音頻輸出芯片的輸出噪聲分布圖的分析，獲得改善音頻空閑信道噪聲影響的方法。
圖2是目前的音頻輸出芯片的輸出噪聲分布圖。從圖2的芯片輸出噪聲頻譜可看出，首先此時輸出噪聲是-44.14dBPa，比3GPPTS26.131協議要求的-57dBPa大了12.86dB。其次在噪聲的測試頻段200Hz-4kHz之內噪聲功率基本呈平均分布。
因此，依據本發明的一實施例，提出一種改善音頻空閑信道噪聲影響的方法，該方法是在手機的音頻處理單元產生一音頻信號后，將該音頻信號輸入至∑-Δ調制器，從而可以利用∑-Δ調制對噪聲整形，以將音頻信號中的噪聲移出預設的測試頻段。在本發明的實施例中，手機音頻處理單元包括但不限于上述的音頻輸出芯片。此預設的測試頻段典型地為人耳所能聽到的200Hz-4KHz頻段。
通過下述的結合附圖的音頻接收系統結構的描述，將使本發明的方法和系統的特征進一步明確。
參照圖3所示，這是根據本發明實施例的音頻接收系統結構。其中，該音頻接收系統包含音頻處理單元21、∑-Δ調制器22以及聲音單元23。音頻處理單元21(例如音頻輸出芯片)產生一音頻信號后，將音頻信號輸入至與之相連的∑-Δ調制器22，經過噪聲整形后輸出至聲音單元23發聲。聲音單元23可為配置于手機上的揚聲器或者耳機。
∑-Δ調制器22的一個實施例的內部結構如圖4所示。∑-Δ調制器22包括差分放大器31、積分器32、比較器33、以及模數轉換器34。差分放大器31的正輸入端(+)連接輸入的音頻信號，積分器32的輸入端連接該差分放大器的輸出端，輸出端連接比較器的正輸入端(+)。比較器33的負輸入端(-)連接一參考電位(如接地電位)。模數轉換器34例如為1bitADC，其輸入端連接比較器33的輸出端，其輸出端連接差分放大器31的負輸入端(-)。該比較器的輸出端為∑-Δ調制器22的輸出端，輸出信號(包括噪聲)反饋到差分放大器負輸入端與輸入信號做差分運算后再輸入到積分器，此時積分器32對信號來講是低通濾波，而對噪聲來講是高通濾波，從而就實現了噪聲整形。
在測試中，當把如圖2所示的音頻噪聲疊加在2kHz頻率正弦波上輸入∑-Δ調制器23后，從頻域上看，其輸出信號為：
Y(z)＝X(z)·z-1+e(z)·(1-z-1)
其中X(z)為輸入的2kHz頻率正弦波，e(z)為噪聲。從上式可看出顯然系統實現了對有用信號的低通濾波，和對噪聲的高通濾波。輸出信號Y(z)頻域波形如圖5所示。從圖5可看出，此時噪聲被整形，并被移到4kHz以外，不會影響測試結果。
∑-Δ調制器23的性能參數可以根據所需的測試頻段、信噪比等因素考慮。舉例來說，本實施例的∑-Δ調制器23采用的過采樣率OSR＝8，信號帶寬FB＝4kHz，則采樣頻率Fs＝64kHz。假設輸入噪聲的功率大小為ni，輸出噪聲的功率大小為no，則
no=ni·π23·(1OSR)2=ni-21.9dB]]>
從上式可知此時輸出噪聲會改善21.9dB，大于12.86dB，所以滿足協議的要求。
雖然在上述實施例中，以過采樣率OSR＝8的1bit∑-Δ調制器為例說明本發明的實施。但本領域技術人員容易理解，對于實際中不同情況，可采用其他過采樣率的∑-Δ調制器。因此上述實施例的描述不應作為限制。
上面的描述僅僅是為了說明本發明的原理。另外，對于本領域技術人員來說，可很容易進行各種的修改和變形，因此，也并不希望將本發明限制到圖示和文字所描述的具體結構和應用場合中，所有適當的變形和等效替換都被認為落在本發明所附權利要求書和它們的等效實施方式范圍內。