一種微波光子零中頻接收裝置及方法與流程

本發明涉及微波技術領域和光通信技術領域，主要涉及通過微波光子技術實現寬帶微波矢量信號的零中頻接收。

背景技術：

隨著人們對通信速率的要求越來越高，現在電子通信系統正朝著高頻段、大帶寬方向發展。傳統基于電子學的信號處理技術中，電子器件存在速率瓶頸，定時抖動較大，電磁干擾嚴重。光子學信號處理技術具有簡單輕便，帶寬大，抗電磁干擾等一系列優點而備受關注。

目前的電子系統大多采用超外差的接收機架構，天線接收到的微波矢量信號，需要將進行下變頻，并結合帶通濾波得到中頻信號，然后進行模數轉換，在數字域進行矢量信號的i/q解調。這種結構有以下缺點：(1)當射頻信號頻率較高時，往往需要一到兩級下變頻，每級變頻后一般需要使用帶通濾波器濾出下變頻的中頻信號后進行后期處理，結構復雜；(2)下變頻到中頻信號的過程中，鏡像干擾難以抑制，嚴重降低系統性能；(3)當矢量信號帶寬非常大時，要求模數轉換器具有較高的采樣率和工作頻率，目前的模數轉換技術很難滿足。

零中頻接收機將微波矢量信號直接下變頻為i/q基帶，可以簡化接收機結構、抑制鏡像頻率、降低模數轉換器。然而傳統基于電子技術的零中頻接收機存在本振泄露、直流偏差、偶次失真、i/q不平衡等問題難以解決，限制了零中頻接收機在電子系統中的應用。

微波光子技術結合了微波和光子學優勢，利用微波光子方法對微波信號進行變頻、移相等處理，具有大帶寬、低頻率相關損耗、抗電磁干擾等優點。但目前的微波光子技術大多面向超外差接收機，很少有微波光子零中頻接收技術的報道。

技術實現要素：

為了解決背景技術中所存在的問題，本發明提出了一種微波光子零中頻接收裝置及方法。本方法能夠將微波矢量信號直接正交下變頻為兩路i/q基帶，待數字化的基帶信號變為兩路帶寬減半的基帶信號，顯著降低了對模數轉換器的采樣率和帶寬的需求。該方案中，i/q兩路的幅度和相位可以靈活調整，進而解決i/q失衡問題。通過基于偏振調控的平衡探測，可抑制直流和偶次失真。另外該零中頻接收方案還具有光子技術特有的大帶寬、抗電磁干擾、高隔離度等一系列優點。

本發明所采用的技術方案是：所述裝置包括激光器(ld)、偏振復用馬曾調制器(pdm-mzm)、摻鉺光纖放大器(edfa)、波分復用器(wdm)、偏振控制器(pc)、偏振分束器(pbs)及平衡光電探測器(bpd)。ld的輸出口連接pdm-mzm的光信號輸入端；pdm-mzm的輸出端連接edfa的輸入端；edfa的輸出端連接wdm的公共端；wdm的兩個分離端口分別連接pc、pbs和bpd。

所述pdm-mzm由一個y型光分路器、上下并聯的兩個馬曾調制器(x-mzm與y-mzm)以及一個偏振合束器(pbc)構成。

本發明在工作時包括以下步驟：

(1)從激光器發出連續光載波進入pdm-mzm中；

(2)射頻(rf)信號連接x-mzm的射頻端，與rf信號中心頻率相等的本振(lo)連接另外一個子調制器的射頻端，兩個子調制器均工作在最小點(null)，使rf和lo信號進行抑制載波雙邊帶調制；

(3)pdm-mzm內部的pbc將上下兩路調制后的光信號復合為偏振復用光，輸出調制器；

(4)偏振復用光信號進入edfa進行功率放大；

(5)wdm的兩個通道(ch_i和ch_q)分別作為兩個光帶通濾波器，濾出rf和lo調制的上下邊帶，兩路光信號分別經過pc和pbs；

(6)調節第一路中的pc，使調制器主軸與起偏器主軸有45度夾角，且pbs兩個輸出端口中rf和lo邊帶的相位差分別為0度和180度，然后進入bpd平衡探測，得到抑制直流和偶次失真的i路基帶信號；

(7)調節第二路中的pc，使調制器主軸與起偏器主軸有45度夾角，且pbs兩個輸出端口中rf和lo邊帶的相位差分別為90度和-90度，然后進入bpd平衡探測，得到抑制直流和偶次失真的q路基帶信號。

本發明提出了一種微波光子零中頻接收裝置及方法，利用pdm-mzm實現rf和lo信號的抑制載波雙邊帶調制并偏振復用，wdm分離上下邊帶，通過調節每路的偏振態，使兩路中rf和lo邊帶的相位正交，光電探測后分別得到i/q兩路基帶信號，且通過平衡探測抑制直流和偶次失真。本發明結構簡單，具有很強的可操作性。

該微波光子零中頻接收方案，避免了多級變頻和濾波，結構簡單，同時也降低了對模數轉換器的帶寬和采樣率的要求。

該方案中rf和lo信號的相位差可以通過偏振控制器連續調節，每路光信號的功率也可以方便調節，與信號帶寬、載波無關，所以可實現寬頻帶內i/q兩路的幅度和相位平衡。

該方案中通過基于偏振調控的平衡探測方法，可有效抑制直流和偶次失真。

附圖說明

圖1為本發明微波光子零中頻接收的原理圖。圖2(a)為wdm兩個通道的頻率響應圖及進入wdm的光信號頻譜圖：圖2(b)為wdm輸出的兩路光信號頻譜。圖3為i/q兩路的中頻(if)信號幅度和相位差隨rf頻率的變化曲線。圖4為26ghz、36ghz載頻的rf向量信號直接解調后誤差向量幅度(evm)隨rf接收功率的變化曲線。

具體實施方式

下面結合附圖對本發明的實施例作詳細說明：本實施例在以本發明技術方案為前提下進行實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發明的保護范圍不限于下述的實施例：

本實例中，裝置包括ld、兩個射頻信號源、pdm-mzm、edfa、wdm、pc、pbs及bpd。ld的輸出口與調制器的光輸入口相連，兩個射頻信號源輸出口分別與調制器的兩個射頻輸入口相連，調制器后接edfa，edfa后接wdm公共端，wdm兩個輸出端分別連接pc、pbs和bpd。

本實例中，方法的具體實施步驟是：

步驟一：ld產生工作波長為1552nm、功率為15dbm的連續光波，注入到pdm-mzm。一個射頻源產生中心頻率25.9ghz、功率為-5dbm的rf正弦信號，另一射頻源產生中心頻率26ghz、功率為10dbm的lo信號，分別驅動半波電壓為3.5v的兩個子調制器。

步驟二：通過發置調制器直流偏壓，使得兩個子調制器均工作在最小點。

步驟三：edfa輸出光功率為18dbm，光信號被放大后進入wdm，進入wdm的光信號如圖2(a)所示。

步驟四：wdm的兩個通道(ch_i與ch_q)響應如圖2(a)所示，每個通帶1db帶寬約30ghz，兩通道帶內損耗基本相同，wdm輸出的兩路光信號如圖2(b)所示，調制后的光信號上下邊帶被分離。兩路光信號分別經過pc后，進入pbs。

步驟五：在第一路中，調節pc使光信號到達pbs時兩個偏振分量相位差為0度，同時使調制器與pbs一個輸出端主軸夾角為45度，由于pbs兩個輸出端主軸相互垂直，則調制器與pbs另一輸出端主軸夾角為135度。因此pbs兩個輸出端中偏振分量的相位差分別為0度和180度。兩個輸出端連接bpd，得到抑制直流偏移和偶次失真的i路基帶信號。

步驟六：在第二路中，調節pc使光信號到達pbs時兩個偏振分量相位差為90度，同時使調制器與pbs一個輸出端主軸夾角為45度，調制器與pbs另一輸出端主軸夾角為135度。pbs兩個輸出端中偏振分量的相位差分別為90度和-90度。兩個輸出端連接bpd，得到抑制直流偏移和偶次失真的q路基帶信號。

步驟七：i路基帶信號送入示波器第一通道，q路基帶信號送入示波器第二通道。依次更改rf和lo頻率，使if信號頻率維持100mhz不變，測量兩路if功率和相位差隨rf頻率變化曲線，如圖3所示。rf頻率在6ghz到40ghz變化區間內，i/q兩路相位差維持在90度附近，i/q相位不平衡最大0.9度，i/q幅度不平衡最大0.4db。

步驟八：射頻源產生載頻26ghz、調制格式16qam、符號速率100msym/s的rf矢量信號，通過該系統進行解調，輸出的i/q基帶信號送入矢量分析儀，得到星座圖和evm。evm隨rf輸入功率變化曲線由圖4所示。可以看出，當rf功率在-27db到11dbm之間時，evm保持在10％以下。rf功率為-29dbm和11dbm時的星座圖如圖4中插圖所示。

步驟九：將rf和lo信號載頻設置為36ghz，測得evm隨rf輸入功率變化曲線由圖4所示，該曲線與載頻為26ghz時類似。

本實例測試結果圖3顯示出該零中頻接收機具有較大的工作帶寬和較好的i/q幅度和相位平衡度，圖4顯示出矢量信號i/q解調效果較好。

本實例中，i/q幅度和相位平衡度，可以通過調節兩路的光功率和偏振態得到校準。

綜上，該微波光子零中頻接收機結構簡單，工作帶寬帶大，i/q平衡性好，抑制直流偏移和偶次失真，不受電磁干擾。

總之，以上所述實施方案僅為本發明的實施例而已，并非僅用于限定本發明的保護范圍，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在本發明公開的內容上，還可以做出若干等同變形和替換，rf矢量信號中心頻率、符號速率、調制格式都可改變。這些等同變形和替換以及頻率范圍的調整也應視為本發明保護的范圍。