本發明涉及遠程時間同步、衛星導航、信號處理以及嵌入式系統開發，尤其涉及一種高動態雙向時間比對裝置及其控制方法。
背景技術：
1、雙向時間比對系統是一種基于雙向時間比對信號調制解調器設計的，用于遠程測量兩地原子鐘鐘差的系統裝置。其組成框圖如圖1所示。
2、其中，時間比對調制解調器由主控計算機、信號調制模塊、信號解調模塊、以及時間間隔計數器模塊組成。在遠程比對系統工作時，以a站為例，調制解調器a接收原子鐘a發出的1pps秒脈沖信號，并由信號調制模塊生成包含相關數據信息的70mhz時間比對基帶信號。時間比對基帶信號經上變頻模塊變頻后轉變為高頻的射頻發射信號，該信號由天線發送，經通訊衛星轉發后由b站的天線接收。b站天線接收后射頻接收信號經下變頻器變頻為70mhz的時間比對基帶信號，時間比對基帶信號由調制解調器的信號解調模塊解調后，由時間間隔計數器模塊測量出時間，再由主控計算機進行相關計算與數據的比對，最終得出a、b兩站的時差。
3、其中兩站間時差δt的計算方式如下所示：
4、
5、該公式中的各個參數如圖1所示，其中ta為a站測量的a站原子鐘1pps秒脈沖信號與接收到的b站1pps秒脈沖信號的時差，tb為b站測量的b站原子鐘1pps秒脈沖信號與接收到的a站1pps秒脈沖信號的時差，可以通過a、b兩站間互相交換信息并進行相關計算得到。而與則分別為a、b兩站發射模塊與接收模塊的延時時間，可以預先測得，為固定值。分別為a站天線發送信號到衛星所造成的傳播延時與衛星發射信號到a站天線所造成的延時，與則分別為b站天線發送信號到衛星所造成的傳播延時與衛星發射信號到b站天線所造成的傳播延時。通常情況下同站天線與衛星間上行和下行鏈路的傳播延時是相同的，因此上式中為零，可以忽略。
6、為了滿足遠程時間比對系統站間數據的交換比對以及偽距等相關參數的測量，設計了如圖2所示的時間比對信號。
7、如圖2所示時間比對信號由三層信號采用bpsk的方式調制而來，其基帶信號頻率為70mhz。其中第一層為數據幀信號，主要被用來在站間進行數據交換與信息發送；第二層信號為擴頻碼信號，主要是由不同初相的偽隨機碼生成器所生成的偽隨機碼。用于以碼分多址的形式來實現多站間的相互比對，同時也被用于測量站間的偽距；最后一層的信號為載波信號，主要用于調制生成70mhz的基帶信號，便于信號的傳輸。
8、而在雙向時間比對系統在接收信號時，調制解調器的解調模塊，需要對收到的信號進行捕獲以及持續的跟蹤，從而剝離載波和擴頻碼，獲得幀數據信息，并測量載波相位和偽距。因此其捕獲與跟蹤的效果直接關系到系統對于相關參數測量的精度，信號捕獲和跟蹤得越好，則分離出的信號質量越好，從而使得相關參數的值測量的越準確，最終計算得出時差也越精確。
9、隨著時間同步需求的不斷提升，雙向時間比對系統的使用場景已經不再局限于初期靜態的固定平臺。許多動態的平臺，例如船載、車載、彈載等平臺都提出了對于遠程高精度時間同步的需求。而在高動態情境下，現有時間比對裝置的解調模塊解調出信號的載噪較低、時間同步精度較差，無法滿足工作要求。
技術實現思路
1、相比于靜態場景，在動態場景下由于多普勒效應等因素的影響，解調模塊接收到的信號頻率會隨著自身運動狀態的改變而發生較大的變化。接收信號頻率的變化會影響環路對于信號的跟蹤效果，從而降低解調出信號的載噪比，最終使兩站間時間同步的精度降低。因此需要設計一種具有高動態跟蹤能力的接收環路來對接收進行跟蹤，降低高動態情境下對于時間同步精度的影響。由于多普勒效應對于擴頻碼信號的影響可以通過載波輔助消除，因此解調模塊對于接收信號的捕獲跟蹤能力，主要由其對于信號載波的捕獲跟蹤能力決定。
2、為此，本發明提供了一種高動態雙向時間比對裝置，用于對系統接收到的時間比對基帶信號進行解調，以解決高動態情境下解調模塊解調出信號的載噪較低導致時間同步精度無法滿足工作要求的問題。
3、本發明提供了如下技術方案：
4、第一方面，本說明書提供了一種高動態雙向時間比對裝置，包括自動增益控制放大電路、正交i/q解調器、混頻器、可變增益放大器、模數轉換器和處理器，所述自動增益控制放大電路與所述正交i/q解調器連接，所述正交i/q解調器與所述混頻器連接，所述混頻器與所述可變增益放大器連接，所述可變增益放大器與所述模數轉換器連接，所述模數轉換器與所述處理器連接，其中：
5、所述自動增益控制放大電路，用于根據時間比對基帶信號的強度確定第一增益，根據所述第一增益對所述時間比對基帶信號進行放大，得到放大后的信號，將所述放大后的信號發送至所述正交i/q解調器；
6、所述正交i/q解調器，用于對所述放大后的信號進行解調處理，得到i路信號和q路信號，所述i路信號和所述q路信號之間相互正交；
7、所述混頻器，用于對所述i路信號和所述q路信號進行混頻處理，得到中頻信號；
8、所述可變增益放大器，用于根據所述模數轉換器的控制指令確定第二增益，根據所述第二增益對所述中頻信號進行放大，得到放大后的中頻信號；
9、所述模數轉換器，用于向所述可變增益放大器發出控制指令，將所述放大后的中頻信號轉換為數字信號；
10、所述處理器，用于對所述數字信號進行處理，采用載波環路對所述數字信號進行持續跟蹤剝離，得到多普勒頻移測量值、載波相位測量值和幀數據比特。
11、可選的，所述處理器包括載波剝離模塊、偽碼剝離模塊、降噪模塊、偽碼發生器控制模塊、載波發生器控制模塊、偽碼發生器和載波發生器，其中：
12、所述載波剝離模塊，用于接收所述數字信號，所述數字信號為i路信號和q路信號，采用載波發生器生成本地載波，對所述本地載波進行90°變相處理，得到正弦載波信號和余弦載波信號，將所述正弦載波信號和所述余弦載波信號分別與所述i路信號和所述q路信號進行相乘，得到i路信號與q路信號，將所述i路信號與所述q路信號發送至所述偽碼剝離模塊；
13、所述偽碼剝離模塊，用于接收所述i路信號與所述q路信號，生成三個相位不同的偽隨機碼信號，將每一偽隨機碼信號分別與所述i路信號與所述q路信號進行運算處理，得到六路信號，將所述六路信號發送至所述降噪模塊；
14、所述降噪模塊，用于接收所述六路信號，通過預設時間的相干積分處理所述六路信號，得到濾除噪聲后的信號，將所述濾除噪聲后的信號發送至所述偽碼發生器控制模塊和所述載波發生器控制模塊；
15、所述偽碼發生器控制模塊，用于接收所述濾除噪聲后的信號，根據所述濾除噪聲后的信號，得到幀數據比特和偽碼發生器控制信號，將所述偽碼發生器控制信號發送至所述偽碼發生器，所述偽碼發生器控制信號用于控制所述偽碼發生器實時產生與接收到的偽隨機碼相位一致的本地偽隨機碼；
16、所述載波發生器控制模塊，用于接收所述濾除噪聲后的信號，根據所述濾除噪聲后的信號，得到多普勒頻移測量值、載波相位測量值和載波發生器控制信號，將所述載波發生器控制信號發送至所述載波發生器，所述載波發生器控制信號用于控制所述載波發生器實時產生與接收到的載波頻率一致且相位一致的本地載波。
17、可選的，所述載波發生器控制模塊包括載波鑒相器、二階鎖頻輔助三階鎖相環路濾波器和卡爾曼濾波模塊，其中：
18、所述載波鑒相器，用于接收所述濾除噪聲后的信號，根據所述濾除噪聲后的信號，得到本地載波與接收載波的相位差和頻率差；
19、所述二階鎖頻輔助三階鎖相環路濾波器，用于接收所述本地載波與接收載波的相位差和頻率差，在接收到所述本地載波與接收載波的相位差和頻率差的前20s內對其進行鎖定，得到加速度積分累加結果和速度積分累加結果，將所述加速度積分累加結果和所述速度積分累加結果發送至所述卡爾曼濾波模塊；
20、所述卡爾曼濾波模塊，用于接收所述加速度積分累加結果和所述速度積分累加結果，根據所述加速度積分累加結果和所述速度積分累加結果，進行卡爾曼濾波，得到載波發生器的控制量，將所述載波發生器的控制量轉化為載波發生器控制信號，將所述載波發生器控制信號發送至所述載波發生器。
21、可選的，所述二階鎖頻輔助三階鎖相環路濾波器按照以下公式進行環路濾波：
22、
23、其中，k代表第k次迭代，s1為加速度積分累加結果，s2為速度積分累加結果，ts為濾波器的采樣時間，φe為所述本地載波與接收載波的相位差，fe為所述本地載波與接收載波的頻率差，fd為載波發生器的頻率調整量，blf為二階鎖頻環路的帶寬，blp為三階鎖相環路的帶寬，a2、a3、b3、ωnf、ωnp為濾波器參數。
24、可選的，所述卡爾曼濾波模塊按照以下公式進行卡爾曼濾波：預測階段：
25、狀態向量估計的預測值為
26、
27、狀態向量估計的均方差預測值為
28、pk,k-1＝apk-1at+q
29、更新校正階段：
30、濾波增益值為
31、kk＝pk,k-1ht(hpk,k-1ht+rk)-1
32、狀態向量估計值為
33、
34、狀態向量估計值均方差為
35、pk＝(i-kkh)pk,k-1
36、
37、
38、其中，為第k步的狀態向量估計值，為第k-1步的狀態向量估計值，pk為第k步的狀態向量估計值均方差，pk-1為第k-1步的狀態向量估計值均方差，為第k-1步的狀態向量估計的預測值，pk，k-1為第k-1步的狀態向量估計的均方差預測值，a為狀態轉移矩陣，q為估計噪聲的方差，ω取值為2π·70·106，ts為濾波器的采樣時間，qb為處理器的晶振所帶來的載波相位噪聲，qd為處理器的晶振所帶來的載波頻率噪聲，qa為系統平臺相對于衛星運動的加速度，kk為當前的卡爾曼濾波增益，h為狀態觀測矩陣，rk為第k步的觀測誤差，zk為濾波器的觀測值，c/n0(k)為k時刻系統接收信號載噪比的測量值，μp為k長度的時間段內pnw(k)的均值，tcoh為積分時間，m為計算的窗口長度，pnw(k)為k時刻信號窄帶功率與寬帶功率的比值，fd(k)為載波發生器的控制量，x1(k)為本地載波與接收載波的相位差，x2(k)為載波多普勒頻率，x3(k)為載波多普勒頻率的變化率，i為單位矩陣，c為真空中光速。
39、第二方面，本發明提供了一種用于控制高動態雙向時間比對裝置的方法，包括：
40、所述自動增益控制放大電路根據時間比對基帶信號的強度確定第一增益，根據所述第一增益對所述時間比對基帶信號進行放大，得到放大后的信號，將所述放大后的信號發送至所述正交i/q解調器；
41、所述正交i/q解調器對所述放大后的信號進行解調處理，得到i路信號和q路信號，所述i路信號和所述q路信號之間相互正交；
42、所述混頻器對所述i路信號和所述q路信號進行混頻處理，得到中頻信號；
43、所述可變增益放大器根據所述模數轉換器的控制指令確定第二增益，根據所述第二增益對所述中頻信號進行放大，得到放大后的中頻信號；
44、所述模數轉換器向所述可變增益放大器發出控制指令，將所述放大后的中頻信號轉換為數字信號；
45、所述處理器對所述數字信號進行處理，采用載波環路對所述數字信號進行持續跟蹤剝離，得到多普勒頻移測量值、載波相位測量值和幀數據比特。
46、可選的，所述處理器對所述數字信號進行處理，采用載波環路對所述數字信號進行持續跟蹤剝離，得到多普勒頻移測量值、載波相位測量值和幀數據比特，具體包括：
47、所述載波剝離模塊接收所述數字信號，所述數字信號為i路信號和q路信號，采用載波發生器生成本地載波，對所述本地載波進行90°變相處理，得到正弦載波信號和余弦載波信號，將所述正弦載波信號和所述余弦載波信號分別與所述i路信號和所述q路信號進行相乘，得到i路信號與q路信號，將所述i路信號與所述q路信號發送至所述偽碼剝離模塊；
48、所述偽碼剝離模塊接收所述i路信號與所述q路信號，生成三個相位不同的偽隨機碼信號，將每一偽隨機碼信號分別與所述i路信號與所述q路信號進行運算處理，得到六路信號，將所述六路信號發送至所述降噪模塊；
49、所述降噪模塊接收所述六路信號，通過預設時間的相干積分處理所述六路信號，得到濾除噪聲后的信號，將所述濾除噪聲后的信號發送至所述偽碼發生器控制模塊和所述載波發生器控制模塊；
50、所述偽碼發生器控制模塊接收所述濾除噪聲后的信號，根據所述濾除噪聲后的信號，得到幀數據比特和偽碼發生器控制信號，將所述偽碼發生器控制信號發送至所述偽碼發生器，所述偽碼發生器控制信號用于控制所述偽碼發生器實時產生與接收到的偽隨機碼相位一致的本地偽隨機碼；
51、所述載波發生器控制模塊接收所述濾除噪聲后的信號，根據所述濾除噪聲后的信號，得到多普勒頻移測量值、載波相位測量值和載波發生器控制信號，將所述載波發生器控制信號發送至所述載波發生器，所述載波發生器控制信號用于控制所述載波發生器實時產生與接收到的載波頻率一致且相位一致的本地載波。
52、可選的，所述載波發生器控制模塊接收所述濾除噪聲后的信號，根據所述濾除噪聲后的信號，得到多普勒頻移測量值、載波相位測量值和載波發生器控制信號，將所述載波發生器控制信號發送至所述載波發生器，所述載波發生器控制信號用于控制所述載波發生器實時產生與接收到的載波頻率一致且相位一致的本地載波，具體包括：
53、所述載波鑒相器接收所述濾除噪聲后的信號，根據所述濾除噪聲后的信號，得到本地載波與接收載波的相位差和頻率差；
54、所述二階鎖頻輔助三階鎖相環路濾波器接收所述本地載波與接收載波的相位差和頻率差，在接收到所述本地載波與接收載波的相位差和頻率差的前20s內對其進行鎖定，得到加速度積分累加結果和速度積分累加結果，將所述加速度積分累加結果和所述速度積分累加結果發送至所述卡爾曼濾波模塊；
55、所述卡爾曼濾波模塊接收所述加速度積分累加結果和所述速度積分累加結果，根據所述加速度積分累加結果和所述速度積分累加結果，進行卡爾曼濾波，得到載波發生器的控制量，將所述載波發生器的控制量轉化為載波發生器控制信號，將所述載波發生器控制信號發送至所述載波發生器。
56、可選的，所述二階鎖頻輔助三階鎖相環路濾波器按照以下公式進行環路濾波：
57、
58、其中，k代表第k次迭代，s1為加速度積分累加結果，s2為速度積分累加結果，ts為濾波器的采樣時間，φe為所述本地載波與接收載波的相位差，fe為所述本地載波與接收載波的頻率差，fd為載波發生器的頻率調整量，blf為二階鎖頻環路的帶寬，blp為三階鎖相環路的帶寬，a2、a3、b3、ωnf、ωnp為濾波器參數。
59、可選的，所述卡爾曼濾波模塊按照以下公式進行卡爾曼濾波：
60、預測階段：
61、狀態向量估計的預測值為
62、
63、狀態向量估計的均方差預測值為
64、pk,k-1＝apk-1at+q
65、更新校正階段：
66、濾波增益值為
67、kk＝pk,k-1ht(hpk,k-1ht+rk)-1
68、狀態向量估計值為
69、
70、狀態向量估計值均方差為
71、pk＝(i-kkh)pk,k-1
72、
73、其中，為第k步的狀態向量估計值，為第k-1步的狀態向量估計值，pk為第k步的狀態向量估計值均方差，pk-1為第k-1步的狀態向量估計值均方差，為第k-1步的狀態向量估計的預測值，pk，k-1為第k-1步的狀態向量估計的均方差預測值，a為狀態轉移矩陣，q為估計噪聲的方差，ω取值為2π·70·106，ts為濾波器的采樣時間，qb為處理器的晶振所帶來的載波相位噪聲，qd為處理器的晶振所帶來的載波頻率噪聲，qa為系統平臺相對于衛星運動的加速度，kk為當前的卡爾曼濾波增益，h為狀態觀測矩陣，rk為第k步的觀測誤差，zk為濾波器的觀測值，c/n0(k)為k時刻系統接收信號載噪比的測量值，μp為k長度的時間段內pnw(k)的均值，tcoh為積分時間，m為計算的窗口長度，pnw(k)為k時刻信號窄帶功率與寬帶功率的比值，fd(k)為載波發生器的控制量，x1(k)為本地載波與接收載波的相位差，x2(k)為載波多普勒頻率，x3(k)為載波多普勒頻率的變化率，i為單位矩陣，c為真空中光速。
74、本發明實施例提供的高動態雙向時間比對裝置采用具有高動態跟蹤能力的接收環路來對接收進行跟蹤，從而降低了高動態情境下對于時間同步精度的影響，解決了高動態情境下解調模塊解調出信號的載噪較低導致時間同步精度無法滿足工作要求的問題。