專利名稱：頻率控制的、松耦合變壓器的燈調光鎮流器和驅動方法
技術領域：
本發明涉及燈的可調光電子鎮流器，特別是包括松耦合變壓器的燈用可調光電子鎮流器，在該鎮流器中，調節燈的電流，使燈提供的亮度變暗。
現有技術描述在氣體放電燈中，使用電子鎮流器把商業電力轉換成足夠產生和保持等離子的高壓電信號。氣體放電燈的典型例子是熒光燈和霓虹燈。基本上，在鎮流器電路中使用變壓器提高燈兩端的電壓。
并聯變壓器(一般也稱為松耦合變壓器或恒壓變壓器)是一種漏感比通常的漏感高的變壓器。標準功率變壓器的目的是產生一種緊密耦合的變壓器，即，產生很低電抗的變壓器，而并聯變壓器與其相反，并聯產生的電抗隨電流限制容量交替變化。變壓器磁芯的幾何形狀和線圈繞組的種類是影響漏感的因素。所有已知的變壓器設計至少有小量的電抗，因此，磁漏變壓器的概念是基于相對的比例。
如在此所用的術語一樣，“緊耦合”變壓器被認為是這樣一種變壓器，在該變壓器的初級繞組中的磁通量的很高百分比被傳送到次級繞組。見電子變壓器和電路，第二版的223、224、234、235頁，和其它一般信息，作者Reuben Lee,1955年由John Wiley出版。例如，把變壓器的初級繞組放置在次級繞組的上部或插入繞組提供了緊耦合變壓器，根據物理定義，在這種變壓器中，初級繞組中的所有磁通量基本上“流入”次級繞組。
另一方面，“松耦合”變壓器被認為是一種變壓器，變壓器的初級繞組中的較少磁通量流入次級繞組。這個關系也可由變壓器的耦合率表達，根據前面提到的在235頁上Lee的定義，耦合系數(從0到1變化)“k”由下式確定(1)(I22Z2/E1I1)MAX=k2/2(1+(1-k2)1/2-k2。在式中，“I”表示電力，“E”表示電壓，“Z”表示阻抗，下標“1”表示變壓器的初級，下標“2”表示變壓器的次級。對于比率值k，低于0.90被認為是松耦合，高于0.99(任意分界線)被認為是緊耦合。
除了使用磁流量(磁通)作為耦合的測量以外，也可以使用次級開路或次級短路時初級顯示的感應系數確定耦合。次級繞組電路的開路或短路狀態確定了電流流動的量，并且，派生出初級繞組顯示的感應系數。在這兩種極端情況下的初級繞組感應系數的比率引起了另一種耦合測量的形式，后面將詳細論述。
磁漏變壓器可以形成缺口或不形成缺口，取決于整個設計和電氣特性。松耦合的并聯變壓器在他們的鐵芯腿之一具有空氣隙。通常，采用的E型或多支腿磁芯等具有部分由空氣隙的尺寸確定的特殊磁阻的空氣隙的鐵芯。非分支腳中的一個固定初級繞組，另一個非分支腳固定一個或多個次級繞組。通常，該分支上不設置繞組。
包括間隙分支腿的鐵芯的環路具有固定的磁阻，當次級繞組處于低負載或整個空載時，固定磁阻大大高于次級環路的磁阻。事實上，在低負載狀態，次級繞組磁環路將有大部分磁通流過它，次級電壓將是很高的。當負載增加時，次級環路的磁阻增加，次級環路的電壓下降。當次級負載接近短路或實際上短路(次級環路電壓為零)時，而它的磁阻低于次級繞組環路的高磁阻。因此，在低次級電壓下，電流是高的，但局限于由隙縫鐵芯的磁阻確定的值。
基本上，有兩種類型的控制和限制電流流動的變化的漏電抗變壓器。象美國專利4123736描述的“漏電抗變壓器”一樣，它們被共同地稱為動圈式類型和動并聯類型。動圈式變壓器依賴移動相對另一繞組的繞組調節漏電抗。在并聯型變壓器中，鋼分流器可移動地安裝在位于初級和次級繞組分割間隔之間的框上，并被移入和移出繞組之間的間隔，以變化變壓器的電抗。在兩種類型的變壓器中，控制程度依賴于繞組或分流器的機械移動，因此，在固定頻率上獲得精確的電流控制是很困難的。此外，如上述參考一樣，特別是，當需要高成本克服磨損、干擾、缺乏精確控制的問題時，這種變壓器的成本是相對高的。
在美國專利4187450“高頻鎮流變壓器”中，描述的變壓器特別適用固態、高頻推挽變流器，用于向氣體放電燈供電。該變壓器包括一對相互之間鄰近的面對的E型磁芯部分，以鏡像的方式排列的對應的鐵芯，而不是在磁芯的中部、非接觸鐵芯之間的空氣隙。描述的變壓器以特殊的方式纏繞，以克服現有技術中不夠的鎮流電抗(在氣體放電燈的啟動階段需要克服負阻抗)和磁泄漏。但是，該專利沒有教導任何利用頻率或電流控制調節向松耦合變壓器的次級提供功率和信號的方法。
另一個描述在美國專利4888527中的空氣隙變壓器，“用于放電器件的電抗變壓器控制”。在該現有技術的器件中，為得到氣體放電燈的電流限制控制，三鐵芯變壓器的一個鐵芯具有空氣隙和固定磁阻。變壓器的電抗隨分別控制繞組變化，這些繞組改變了變壓器鐵芯的磁阻，在這些鐵芯上，它被纏繞的作為變化阻抗的函數，并包括控制電路驅動控制繞組。
美國專利5192896“可變化間斷輸入的可調暗電子鎮流器”教導了一種具有松耦合的初級和次級繞組和一對可滑動的磁分流器的輸出變壓器。該變壓器由一對在它的中心鐵芯具有空氣隙的互相面對的鐵氧體芯構成。初級和次級繞組由一對分流器外殼分隔，在外殼中，可移動的分流器滑動安裝。通過調節分流器的位置，可以調節變壓器的參數匹配負載要求。
如上所述，存在許多現有技術的變壓器，這些變壓器通過改變繞阻的方法或位置、對于這種變壓器的各種部分使用可滑動的分流器和增加控制繞組來利用分流變壓器的固有特性。由控制或修改電抗變壓器獲得結果的嘗試確實獲得了較好的操作結果或生產成本，但仍然沒有產生精確的控制、低成本、高效率、和由現代功率轉換要求的多功能型。
氣體放電燈的亮度可由調節鎮流器的輸出來控制。可調暗的電子鎮流器基本上使用脈沖寬度調制(PWM)控制輸出功率。在一個典型的PWM電路中，調節方波脈沖的寬度，以便改變傳輸到負載的總功率。在許多設計中，不要求改變頻率，因為許多鎮流器設計具有增加輸出電壓的諧振輸出級。用于PWM電路的輸出級的驅動頻率(包括變壓器)為維持諧振基本上保持常數。
一般說來，金屬鹵化物高亮度氣體放電燈不具有變暗能力，因為必須保持氣體放電的連續弧光需要一個電壓源。這樣的燈需要亮度控制，控制系統是很昂貴的。常規使用的一種方法是具有兩極電壓源，兩級電壓源在90％和100％功率之間交換。只使用在低頻如60Hz的另一種方法簡單地利用自耦變壓器改變施加的電壓。但是，在高頻，將燈調暗是很不方便的。
因此，需要一種電子鎮流器的設計，它比現有設計效率高和低成本。需要一種電子鎮流器的設計，在它的輸出級中不需要諧振電路。
發明簡述本發明通過提供一種簡單和低成本的調暗電子鎮流器，改進了現有技術，這種電子鎮流器采用了松耦合變壓器特性的優點。本發明的電路采用了與松耦合變壓器的電氣特性組合的頻率調制，以控制施加到燈的電流以致控制由燈提供的亮度強度。通過變化向燈供電的松耦合變壓器初級線圈的頻率，通過變壓器的固有電抗，控制在次級線圈何等中的電流。因此，燈的光亮輸出是可以控制變暗的。
在本發明的附加特點中，多個氣體放電燈并聯連接到調光鎮流器，以便一個燈出現故障不影響其余氣體放電燈的工作。
在本發明的另一個特點中，用于高亮度氣體放電燈的可調鎮流器采用變壓器的次級輸出端的兩端具有調節電容器的緊纏繞的松耦合變壓器，并與HID燈電極并聯。
本發明的主要優點是對氣體放電燈提供了有效的可調光控制。這個優點是通過使用松耦合變壓器連同允許調光操作的輸出驅動電路實現的。
本發明的其它特點和優點通過詳細閱讀說明書和參考附圖將變得顯而易見，其中，本發明的特殊實施例公開在所示的例子中。
附圖簡述本發明的完整理解將通過優選實施例的詳細描述和參考附圖獲得。
圖1是調光電子鎮流器的主功能單元的方框圖，在其中采用了變壓器控制。
圖2是調光電子鎮流器示意圖，其中，在頻率控制下的松耦合變壓器被用于向包括氣體放電燈的負載供電。
圖3是在圖2所示的電子鎮流器中采用的全波整流橋獲得的輸出電壓的把正矢波。
圖4是非調光電子鎮流器的示意圖，其中，在頻率控制下的松耦合變壓器被用于向包括氣體放電燈的負載供電。
圖5(a)是與本發明實施例合并類型的松耦合變壓器的示意圖。
圖5(b)是一個變換的無隙縫松耦合變壓器的實施例的示意圖。
圖6是松耦合變壓器的等效模式電路。
圖7是在松耦合變壓器中作為施加電壓的頻率的繞組電流的曲線圖。
圖8是采用松耦合變壓器的控制裝置的方框圖。
圖9是按照本發明在頻率控制下使用松耦合變壓器向熱電負載供電的示意圖。
圖10是在頻率控制下使用松耦合變壓器向遠程接收電路供給脈沖串的方框圖。
圖11是按照本發明在頻率控制下使用松耦合變壓器向分站或工業站點供電的示意圖。
圖12是可調光電子鎮流器的另一個實施例的電示意圖。
圖13是反饋控制回路的方框圖。
圖14是控制并聯連接氣體放電燈的可調光電子鎮流器實施例的電示意圖。
圖15是把氣體放電燈連接到圖14所示的鎮流器的電路圖。
圖16是用于松耦合變壓器T2、T3、T4、T5的遠程安裝，在圖14所示實施例的輸出驅動部分的簡化的電原理圖。
圖17按照本發明優選實施例控制HID燈的可調光電子鎮流器的示意圖。
圖18是圖17所示鎮流器頻率相對時間的曲線圖。
圖19是用于圖17所示的HID燈的燈起動期間，燈功率相對頻率的曲線圖。
圖20是用于圖17所示的HID燈的操作，燈的負載功率相對頻率的曲線圖。
優選實施例的詳細描述現參考附圖，其中，相同的參考符號在幾幅圖中用于相同的部件。圖1顯示了電子調光鎮流器2的方框圖。在它的最普通的形式中，可以使用電子調光鎮流器2控制各種負載，同樣，鎮流器2可以被認為是控制器。控制器的一般性質是調頻(FM)電路，該電路利用變壓器178的固有電流限制特性控制向負載供電。頻率中的變化將控制通過變壓器178的次級繞組的電流，并因此限制了到負載的電力。
在這個電路中使用FM的原因之一是不試圖在輸出級中保持諧振。許多現有的控制器試圖維持諧振級，該諧振級基本上要求在窄頻帶中操作。而本控制器具有諧振頻率的電路動態特性，所以不試圖激勵和保持這樣的諧振。
圖1中所示的負載是燈4，但負載也可能是電動機、加熱器、冷卻器、或其它由電氣工程師已知的其它裝置。該設計也適用于限流DC到DC轉換器和AC到AC轉換器。
控制器包括電源電路，該電路可以包括整流器、放大器、電源因子矯正器、濾波器、緩沖器和其它信號處理電路，這些電路通常適用于商業交流電力的電源電路。控制器也包括一個圖1所示11的連接到電源電路的壓控振蕩器(VCO)，以產生一個響應電壓輸入的調頻(FM)輸出信號。控制器還包括松耦合變壓器178，該變壓器至少有一個初級繞組和一個次級繞組。除了連接到電源的其它單元以外，初級繞組電連接到可調節的頻率輸出信號。次級繞組把源電流電連接到負載。變壓器178具有圖7所示的一般特性，其中，次級繞組的電流響應可調節的頻率輸出。
下面進一步描述圖1。具有頻率和電壓電平的線電壓源6對世界上任何地方使用的鎮流器都是標準的，該電壓源向鎮流器2供電。施加的電壓由電路5整流成一系列半正矢波，見圖3，并輸送到電壓增強器和功率因子矯正電路7。方框7的電路單元把電壓電平升高到適合控制電路9的自持電壓值，并適合于燈4所用的氣體放電類型。控制電路9把參考電壓信號送到頻率控制電路11，電路11按照參考電壓、任何變化的參考電壓調節它的輸出頻率，其中，通過要求的調光電平信號17由調光控制電路15所要求的輸出頻率。如圖1所示，調光控制電路15也從燈4接收亮度反饋信號19，反饋信號19與要求的調光電平信號17進行比較，得到不同的信號，只要信號17和19不同，由頻率控制電路11使用信號17和19的差調節電壓輸出的頻率。
來自頻率控制電路方框11的輸出被饋送到控制電路9，使用該信號產生緊匹配方波電壓，該方波電壓被發送到變壓器驅動電路13。因此，下面將詳細描述使用方框13產生的變壓器驅動器為特殊的變壓器178產生驅動，該變壓器與燈4耦合，并向燈4傳送功率。
圖2詳細顯示了調光電子鎮流器2的元件，以被用于在輸入端8a和8b把一組熒光燈4連接到電源6。在此例中的電源是110V，頻率是60Hz，這是美國的標準電源。然而，所述的鎮流器2可以接收輸入交流電壓范圍90-300V，頻率50-60Hz，或直流140-450V。完全按照使用說明書，使得電子鎮流器令人滿意地運行在世界上的任何國家。
電阻10與輸入端8a串聯連接，作為保險絲或電流限制器件。電阻10代表一種簡單的方式保護過載或過瞬間，過載將會損害鎮流器或危及鎮流器的安全。電感器12和電容器14、16形成一個電磁干擾(EMI)或共同模式低通濾波器，通過限制高頻信號，該低通濾波器減少了端點8a和8b的EMI，并使具有完整通路的信號通過鎮流器2。
全波整流橋18以標準方式把輸入信號轉換成為如圖3所示的整流輸出。整流橋18的輸出電壓20通過幾個路徑，首先包括升壓扼流圈22a、二極管24，其向輸出FET158和160提供功率，后面將討論此問題、電容器26、電阻30、二極管28、電容器32、34。電容器32和34連接到功率因數芯片38的輸入管腳36。
功率因數芯片38是Motorola MC33262集成電路芯片，芯片功能全面論述在Motorola的模擬/接口IC、器件數據的3-455到3-457頁，1995年第5次修訂版第一卷。集成電路芯片38是一種高性能的電流模式功率因數控制器，設計的該芯片通過保持AC線電流正弦并與線電壓同相提高差的功率因數負載。適當的功率因數控制保持了明顯的鎮流器2的輸入功率相位接近它所消耗的實際功率，因此，提高了鎮流器的工作效率。
見圖3，電源接通時，整流橋18輸出的前半周期或把正矢波40達到具有有效的(rms)120V的輸入電壓的峰值170V。電容器26、32、34開始放電。對于最初的把正矢波40，當在AC電路中出現的放電時間較短和受最初的把正矢波的影響時，電容器26、32的作用就象由它們各自的電容值確定的電壓分配器。在這個例子中，如果選擇的電容器26的值是24微法，電容器32的值是48微法，那么，在沒有其它限制時，電容器26將有電壓20峰值的2/3或在它兩端加有113.3V，電容器32將有電壓20峰值的1/3或在它兩端加有56.7V。如果輸入電壓低于90V，電容器32兩端的電壓仍然超過30V，該電壓足夠接通功率因數芯片38。同時，電阻30限制了到電容器26的沖擊電流。結果，電容器26和32兩端的精確電壓分配實際上出現在電容器26、電阻30和電容器32之間，具有雙功能的電阻30也在前半周期限制了沖擊電流。因為電容器34的值與電容器26和32相比很小，所以它在電容器26和32的電壓分配方面具有很小的影響。
在這個例子中，電容器32兩端的電壓是電壓20峰值的1/3或56.7V，該電壓足夠燒壞電容器32。但是，電阻42和44與FET46的組合在電容器32兩端施加一預置電壓限制，該限制也保護了IC芯片38。在這個例子中，選擇的電阻42和44的值在電容器32兩端的電壓限制是15V。當電容器32兩端的電壓超過它的預置限制時，FET接通它的基極，線48接地。因為線48連接到電容器26的一端和二極管28的基級，當線48接地時，電容器26的作用對半正矢波就象開路，并且，對到功率FET158和160的高DC電壓成為濾波電容。同時，二極管28是反相偏壓，因此，排除了通過二極管28和電阻30的電流流動，并防止電容器32在預置限制15V上被充電。不管輸入電壓的值是多少，事實是輸入電用的正常范圍是在AC90-300V,50-60Hz范圍內。
以這種方式，上述電路在120V的輸入上限制了總沖擊電流，其中，電壓和電流相互之間的相位是90度，最壞的情況是在AC120V的輸入上是4.3安培。同時，即使當輸入電壓是最低的值，此例是AC90V，電路確保為啟動它，適當的電壓施加到功率因數芯片38的管腳36，而沒有損失功率。此外，甚至在可能的最低輸入電壓上，電路單元為功率因數芯片提供一種“瞬間”能力，該能力可以在AC90-300V范圍內的輸入電壓上接通電源的前半周期。
通過比較，在鎮流器電源的輸出和功率矯正電路的電壓管腳如IC38之間，使用電阻連接的現有技術方法將需要在期望的輸入電壓AC90-300V范圍內的功率損耗和接通時間之間的設計折衷。例如，在輸入AC300V時連接到整流橋18和電容器32兩端的100k歐姆電阻將產生大約4毫安的電流，消耗0.9瓦功率，約需要0.25秒時間對電容器32充電，以達到起動IC38所要求的最小電平。另一方面，在輸入AC90V時的100k歐姆電阻將只消耗80微瓦功率，但需要幾乎2秒時間起動IC38。后面將會解釋，接通燈的電壓取決于功率電路芯片38的工作。接通IC38所花費的時間越長，點亮燈所花費的時間越長。
此外，如果通過把全波整流橋輸出的電阻或其它DC源連接到芯片的輸入管腳和電容器如電容器32接通功率因數芯片，甚至當起動IC38后不需要時，電阻繼續消耗瓦特數。根據選擇的電阻的尺寸，通常浪費了大約80微瓦到900微瓦，與其它電氣裝置比較是很低的，但在使用許多鎮流器和燈的地方節約就很大了，例如，在安裝幾百盞燈的停車場和大的批發商店節約了大量的成本。
注意，如上所述，一旦對芯片38提供了適當的功率，就接通了FET46，結果，二極管28和電阻30就從有源電路路徑移去。因為電流現在通過線圈22b、二極管70和電阻72在提高的基礎上供給到電容器32，不需要電阻30，沒有電流流動避免了功率浪費。最后的效果是在工作的前半周期，使用電阻30限制沖擊電流，它的作用就像電壓分配器的一部分，直到它被從鎮流器電源電路的工作部分有效地出去之后FET46導通止。
此外，因為在輸入管腳36的電阻電容組合的時間常數限制了在電容器兩端的電壓形成，對于輸入管腳，需要電容器兩端的電壓花費較長的時間達到適當的電平接通功率因數芯片和鎮流器。相反，上述鎮流器的電路單元確保鎮流器在工作的前半周期接通被接通，特別對于低于通常輸入電壓的情況下，而現有技術做不到這一點。
一旦起動，IC芯片38通過有關電路單元的組合效果自己保持，其使用從整流橋18到功率芯片38的輸出電壓20，以及鎮流器控制電路連同燈4與IC芯片38保持負載功率與輸入功率同相。這由強迫感應沖擊出現在扼流圈22a實現，并在次級線圈22b衍生，并在全波整流橋18的輸出上與半正矢波同相。應當注意，IC芯片38在沒有負載時斷開，因為沒有DC保持電壓。
整流橋18的輸出電壓20加到電阻50和52，電阻形成了電壓分配器，部分地加到電容器54，其幫助施加到IC芯片38的輸入管腳56的濾波電壓。IC芯片38的輸入管腳58接地。通過對電阻50和52的電阻值的適當選擇，管腳56上的電壓基本上設置在2V峰值，該電壓與整流橋輸出電壓20的把正矢波同相。在芯片38的內部，通過驅動電路(未示出)的電壓呈現在輸出管腳60。在每一個把正矢波期間，只要達到適當的電壓電平，電壓施加到FET62的柵極，并接通FET62。
當FET62接通時，它很快使線圈22a的右端接地，當它釋放時，在線圈22a中引起感應沖擊并在線圈22b中反映了感應沖擊，兩個感應沖擊與從輸入電源線獲得的把正矢波同相。感應的電壓電平由電阻64和66形成的電壓分配器確定。在這個應用中，選擇電阻64和66的值在電容器26上產生450V。總電壓是整流橋輸出電壓20和FET62斷開期間在線圈22中形成感應沖擊的電壓的計算結果。450V電壓向電容器26和68充電并與輸入線電壓同相，或接近同相，誤差大約是一度。電容器68也作為高頻濾波器。
來自電阻64和66連接點的反饋提供到IC芯片38的輸入管腳76作為參考電壓V，使用該電壓通知IC芯片38的內部電路正確DC電壓已經到達。當反饋出現時，從管腳60移去驅動電壓，允許FET69斷開，直到下一個半正矢波呈現。
當鎮流器2加載時，電容器26可能漏電，所以，通過反饋也使用合成的450V保持IC芯片38接通，以及，向剩余的鎮流器2和燈4供電。通過二極管70和電阻72到電容器32和34，到IC芯片38的反饋功率由線圈22b提供。如前所述，通過電阻42和44及FET46的電壓限制組合，電容器32向IC38的輸入管腳58供電。二極管70和電阻72插入線圈22b到電容器32和34的路徑中。二極管70防止電容器32或34放電并防止引起不想要的電流流入線圈22b，而電阻72作為限制在電路鐵芯中的電流到電容器32和34，它的作用就像連同電容器32和34對管腳58的濾波器。
當FET62接通時，電阻78和80及電容器82的組合的作用是通過限制和濾波電流信號保護FET62。選擇的電阻80具有低值，基本上是一歐姆的十分之幾。驅動電壓施加到輸出管腳88，電阻80限制電流直到FET62能夠容忍的程度。此外，電阻80兩端的壓降確定了電平，在該電平，FET62被斷開，因為它提供了與電容器82形成的RC組合效果的延遲。此外，電阻78和電容器82對到管腳88的電流提供了高頻濾波能力。
總而言之，鎮流器2的前端部分的最終效果是對電子鎮流器提供了精確的，具有功率因數補償的高壓DC電源，甚至當輸入電壓電平處于它的最低期望值時，電子鎮流器在減少功率損耗上在工作的前半周期接通。前端部分也在限制沖擊電流能力上起重要作用，沖擊電流自動地從電路的工作部分被移去，因此，保存了功率。前端鎮流器部分也提供了隔離的控制電路電源。事實上，使用變壓器向燈4供電確保從輸入功率源到控制電路或輸出(燈)沒有直接的電連接。
流過線圈22a的電流通過變壓器的作用使得電流在次級線圈22C中流動。當線圈22a經歷了前述的感應沖擊時，在線圈22c中經歷電流中成比例的增加。通過在線圈22a和22c之間選擇適當的匝數比，在線圈22c中的感應電壓可以設置為任何要求的電平。在這種情況下，電平可以低到DC整流電壓14V，高到40V，取決于感應沖擊到線圈22c中產生電壓的貢獻和由鎮流器2驅動的負載。如圖2中沿著線圈22a、22b、22c側的圓點所示，它們的相位據此選擇。
鎮流器2的控制電路部分的功率從線圈22c獲得，并通過二極管90到集成電路芯片94的輸入管腳92，該二極管防止相反電流流入鎮流器2的前端部分，集成芯片是德州儀器公司TPS2813多功能芯片。由電容器96和98濾波電壓用于高頻。輸入管腳92接到IC芯片94中的內部電壓調整器的輸入。調整器的輸出是管腳100，在呈現在輸入管腳92上的14到40V的范圍內，通過調整器的動作使管腳100保持11.5V的常數值。輸出管腳100連接到CMOS集成電路芯片104的輸入管腳102，芯片104是RCA壓控振蕩器。在鎮流器2的調光方案中，輸出管腳100也連接到運算放大器106，放大器106是LMC6032。
IC芯片104的控制是基于電容器116的容量值和電阻122和124的數值，該電容器106連接到IC芯片104的管腳112和114兩端。電阻122的值確定了IC芯片104的下限頻率，而電阻124的值確定了上限頻率值。輸入管腳126上的電壓確定了IC芯片104的管腳150上的輸出電壓和DC方波的工作頻率。如果管腳126上的電壓是零V，如電阻122所確定的一樣，在管腳150上的輸出以它最低頻率振蕩。如果管腳126上的電壓達到它的最高值，如電阻124所確定的一樣，在芯片104的管腳150上的輸出以它可能的最高頻率振蕩。
如上所述，電容器116和電阻122和124的值確定了響應芯片104的最小到最大頻率范圍。例如，如果管腳126上的電壓是零V，那么，電阻122和電容116的值確定了管腳150上的電壓的最小頻率。如果管腳126上的電壓達到管腳102上的電壓的最大值Vcc，那么，電阻124和電容器116的值確定了呈現在管腳150上的方波的最大頻率。此外，應當知道，頻率控制范圍是線性的，例如，在管腳126上的電壓變化10％將在管腳150上的電壓的頻率產生10％的變化。反過來說，電阻122和124的值也確定了從最小到最大值的頻率范圍的斜率。
一組匹配電阻128耦合在工作放大器106、110和由電流感應線圈132、電阻134、二極管136組成的調光參考電壓源130之間。電阻組128是一組等效值的電阻，其匹配到百萬分之五十的公差，當與放大器106和110一同使用時，產生了很好的差分放大器。像使用電阻組128一樣，合成的差分放大器106和110具有很高的共同模式抑制比，因為到調光控制的線可能距離很長，電壓的微小變化將需要鎮流器控制電路2b處理。
位于燈附近進行控制的調光開關(未示出)的電壓加到端點138和140兩端。這個電壓通過電阻組128中的電阻加到差分放大器106的輸入端。放大器106的輸出再一次通過電阻組128的一個電阻被饋送到求和點141，并從該點到差分放大器110的正輸入I。同時，由到接通或照明的燈之一的高壓線中的電流感應的參考電流由在線圈132中的變壓器動作獲得，并傳送到電阻組128中的電阻，合成電壓也送到求和點141和放大器110的輸入端108b。在這種情況下，輸入管腳108b上的實際電壓是調光器電壓和從線圈132獲得的燈參考電壓的平均值。如果假定調光器電壓是3V，燈參考電壓是3.5V，那么，平均電壓是3.25V，這個電壓就是加到放大器110的輸入端108b的電壓。
放大器110的輸出通過電阻142被饋送到芯片104的輸入管腳126，因此，改變了管腳126上的電壓和輸出管腳150上的電壓的工作頻率。這將引起施加到燈4的電壓的改變并引起亮度或照明強度的改變，提高或降低在線圈132中所要求的參考電流。當亮度要求的在端點138和140兩端的電壓到達時，差分放大器110的輸出不再按照調光器要求的值改變，管腳126處于恒壓狀態。在上面的例子中，這意味著調光器的電壓是3V，燈的參考電壓也是3V，這就使得保持芯片104管腳126的3V電壓為恒壓，就是說，直到亮度或照明強度要求改變時，該電壓才改變。
如圖2實施例所示，簡化的負反饋控制環路的方框圖顯示在圖13中。如圖所示在線1314中流動的電流由電流測量裝置1300測量。電流測量裝置的例子是線圈或變壓器，一個例子顯示在圖2中的單元132。裝置1300產生一個電壓信號，該信號在線1302中流動，裝置1300連接到最好是運算放大器的求和電路。參考信號源1304最好是連接到電壓源的分壓器。參考信號源1304產生最好是電壓的參考信號1305，參考信號源1304連接到求和電路1306。在可調光鎮流器實施例中，參考電壓1305基本上由用戶設置，以調節燈4的亮度或照明強度，燈在圖13中所示為負載1320。在其它實施例中，參考電壓1305可以是固定值，該值表明要求的亮度設置。
求和電路1306從參考信號1305中減去信號1302獲得連接到壓控振蕩器1310的輸入端的控制信號1308。壓控振蕩器1310的輸出端1312按照控制電壓1308調節它的頻率。如圖13方塊1316所示，使用頻率控制輸出端1312驅動具有恒壓變壓器的電源電路。如圖5的500所示，恒壓變壓器根據輸出端1312的頻率限制電流，因此，限制了電流到負載4。圖13中的線1318代表了連接到負載1320的限流電信號，對于氣體放電燈，該限流電信號等效于負載4。因此，壓控振蕩器1310、漏磁變壓器500、負載4、電流測量裝置1300構成了反饋控制系統的部分，保持了負載4要求的電流。
在另一個實施例中，如圖12所示，在開環控制系統中不使用反饋控制。開環實施例沒有圖13中方塊1300的等效功能，圖13中的壓控振蕩器1310的控制是根據參考信號1305，而沒有受益于反饋參考1302。在許多應用中，開環實施例給出了足夠的性能，并由于它的低成本，可能被優選。
圖12所示的實施例與圖2所示的實施例具有類似的電子電路結構。在圖12中，部件CD4046是壓控振蕩器，如圖13所述的方塊1310一樣。圖1中的元件T1、Q3、Q4構成了標準的推挽驅動電路，該電路是圖13的方塊1316中的電源的一部分。顯示在1316中的松耦合變壓器在圖12中作為元件T2，在圖2中作為T2A。可以從圖12看到，變壓器T2的次級端沒有反饋。
在本實施例中的單個鎮流器向一到四個燈供電。在閉環反饋實施例中，如圖2所選擇的，燈參考信號130的負反饋動作的重要性是圖13所示的控制系統在所有燈上加有適當的電壓，產生了調光器所要求的亮度，而不管鎮流器到鎮流器或調光開關到調光開關的變化。這基本上意味著單個鎮流器響應由調光器電壓1305和參考電壓1302的和產生的反饋控制每一個燈內的相同電流。在圖2中的實施例中，在對于線圈132的電流反饋響應的用調光電壓求和的調光器控制下，消除了鎮流器到鎮流器的元件變化的影響，并且指定了燈的亮度或照明強度。如果燈4之一燒毀，鎮流器2仍能保持亮度。
返回到圖2，在起動或接通時，連接在管腳100和126兩端的電容器144放電。當官腳100上升到穩定狀態或控制電壓11.5V時，電容器144拉升管腳126到控制電壓。然后，電容器144由電阻142和放大器110的輸出端充電到管腳100的控制電壓。這時的鎮流器從開始的最高頻率快速變化到由放大器110的輸出電壓代表的較低頻率。燈喜歡這種方式，因為它們在高頻電離的較好，并且，變壓器162產生了低電流。基本上，這是燈的軟起動，軟起動保護了熒光涂層并延長了燈的壽命。電容器14一旦充電，也作為低通濾波器的部分，用于連接在放大器110和電阻142之間的控制系統，用電阻142處理亮度開關的過渡。例如，當用戶改變調光器控制電壓時，放大器110的輸出總是同時改變。類似地，如果在線圈132中產生的燈參考電流變化，放大器110的輸出也總是同時變化。如果控制系統快速響應這種變化，那么，燈就會閃爍或顫動，直到到達所要求的亮度或照明強度。為避免此問題，充電的電容器144和電阻142形成RC電路，RC電路在加到管腳126的信號上加一時間延遲，因此，平滑了亮度過渡。因此，當開始運行或作為微分器時，根據控制電路位于工作周期的位置，電容器144和電阻142的組合的作用就像一個低通濾波器。
如前所述，芯片104的方波電壓輸出依賴于管腳126上的電壓。在啟動時，管腳126的電壓相對高，因此，管腳150上的電壓的頻率也高。管腳150連接到芯片94的輸入管腳152。芯片94的內部是兩個緩沖器，其把輸出電壓加到芯片94的管腳154和156。這些輸出的頻率是相同的，但相互之間的相位相差180度。這具有在脈沖變壓器162的初級繞組162a的兩端加倍電壓的效果。芯片94的內部緩沖器由強大的驅動器驅動，該驅動器以2安培的量級把脈沖電流驅動到容性負載，驅動器是FET類型。這個能力允許相對弱的信號被提高，所以FET158和160可以很快地接通。這具有使過渡損耗最小化的效果，其取決于FET多快被接通(在此應用中大約是40納秒)。選擇的FET具有阻抗的最低可能的“接通阻抗”，所以，通過FET和在鎮流器中的功率損耗被保持最低。最后，作用像在低功率CMOS之間的緩沖器一樣的芯片94執行壓控振蕩器芯片104和功率FET158和160。
驅動管腳154和156的輸出是一組具有高脈沖驅動(2安培)能力的緊匹配的方波，方波之間的邊緣是在40納秒內。電容器164的AC耦合效果允許低阻抗初級電感162a有效地被連接到輸出管腳154和156。根據這個輸出，控制電路將驅動緊耦合脈沖變壓器162a的初級端，通過從管腳154和156的相位輸出，初級端的信號幅度在第二個變壓器繞組162a和162c有效地被加倍到正負11V。這有效地在初級162a的兩端加上22V的方波。在變壓器162的次級端上，這意味著功率FET158在柵極和源極有正11V，而功率FET160在柵極和源極有負11V。當柵到源電壓大于正5V時，選擇的FET具有最小接通阻抗的最佳值，當柵到源電壓小于負5V時，斷開電阻最大，通過分別由次級繞組162b和162c在它們各自的柵極和源極兩端的正負11V，他們很快接通和斷開。這保證了功率FET158和160很快接通和斷開，其使過渡損耗最小。
相互之間異相180度的次級繞組162b和162c確保了產生的柵到源電壓，以至接通和斷開功率FET也異相180度。但是，產生的電壓的邊緣是這樣尖銳和快速，以至存在一種可能性，即使呈現在點166的短暫允許的450V電壓接地，FET將在同時接通。這將是不安全的，并無疑在鎮流器中產生問題或對用戶是一個威脅。因此，如圖2所示，電感168和170從每一個次級繞組的一端連接到有關的FET的源極，以插入一點延遲，因此，建立了安全區，并確保了功率FET158和160不在同時接通。
功率FET158和160的中點180連接到獨立變壓器178的初級端178a，后面將詳細論述。功率FET158和160的接通-斷開動作在450V和地之間驅動點180。電容器176向初級繞組178a提供了AC耦合。接地的電容器176在點180向電壓擺動的中部充電或充到225V。這有效地使AC電壓加到初級繞組178a，初級繞組的電壓從0到225V到450V之間變化。二極管172和174非常快速地并分別保護FET158和160免受任何感應沖擊，該感應沖擊是由功率FET斷開在初級繞組178a中引起的突變的電壓變化形成的。
變壓器178是緊密纏繞、限流式的。當初級繞組178a接通時，變壓器動作使得電壓感應在次級繞組178b、178c、178d、178e。在通常穩定工作期間，次級繞組178d兩端的電壓大約是有效電壓280V。燈的主要功率來自次級繞組178d。次級繞組178b、178c、178e向燈絲182、184、186、188提供電壓。由繞組178b、178c、178e提供的次級燈絲電壓是有效電壓5V。如圖2所示，次級繞組178b連接到燈絲184和186，次級繞組178c連接到燈絲182，次級繞組178e連接到燈絲188。
在啟動時，因為它是緊密纏繞的，所以次級繞組升到大約有效電壓470V，這就是點亮燈和引起燈內部氣體電離所需要的電壓。同時，次級繞組178b、178c、178e向燈絲提供大約9V的電壓。如前面提到的啟動一樣，驅動頻率處于最大值。在啟動時，每一個電容器190、192、194被認為是短路的，結果在次級繞組178d的燈兩端電壓為最大以便幫助電離燈內的氣體，并導致燈的軟啟動。那么，控制電路部分的工作頻率是在最高值，次級繞組178d的電流是在最低值，保持燈絲處于加熱燈的提升電壓電平，并幫助燈絲增強電子流動。
因為氣體放電燈在高頻很容易電離，所以加到燈的啟動電壓分布執行了所謂的“軟起動”。燈的啟動電壓被預置在100KHz的頻率，該頻率振蕩到非調光鎮流器的工作頻率或對應于調光開關(未示出)和有關的調光電路提供的反饋的頻率設置點。在較高的工作頻率上，次級消耗較少的電流，這意味著作為變壓器178動作的結果，較少的功率輸送到燈。在燈起動期間，這個“軟起動”大大減少了燈的閃爍和噪音。此外，低起動電流減少了燈側壁上熒光粉的損耗，因此，延長了燈的使用壽命。
當燈開始消耗電流時，由于變壓器178的限流性質，次級線圈178d的電壓大約是280V，這是為T8型氣體放電燈選擇的值(對于其它類型的氣體放電燈該值是不同的)。由于同樣的原因，連接到燈絲的其它次級繞組電壓同時降到5V。只要控制點設置在端點138和140，頻率就開始減少。
名義上，起動之后，次級繞組178b、178c、178e的電壓是5V，即使為控制的目的降低頻率，它們也處于這個電平上。但是，燈絲電壓取決于電容器190、192、194耦合到各自燈絲呈現的阻抗。將選擇電容器190、192、194的容量值，該值實際上把燈絲電壓降到大約2.5V用于全照明，或最小控制頻率或在10％照明時的5V，該電壓對應最小控制頻率，因為在低光電平上，重要的是施加全電壓到各自的燈絲，以保持燈內部的加熱，因此，避免了燈的閃爍。
一個等效的非調光電子鎮流器200顯示在圖4中。鎮流器200的非調光類型的電源部分與圖2所示的鎮流器2的調光類型的電源部分相同。除了下述之外，鎮流器200的非調光類型的控制電源部分的功能在所有方面與調光類型的控制電路部分相同。比較圖2和圖4，差分放大器106和110與匹配電阻組128和端點138和140一起從鎮流器2的控制電路中除去。再一次比較圖2和圖4，連接到差分放大器110輸出端的電阻142的一端也從該端除去，并連接到IC104的輸入管腳127。管腳126仍然連接在電阻142和電容器144之間。在起動開始時，電容器144被放電并有效地短路，其拉升管腳126到它的電壓范圍的上限，確保在管腳150上的最大頻率輸出電壓，以獲得前面解釋的燈偏愛的范圍內掃描。當電容器144充電時，到管腳126的電壓實際上減小到它的最小值，并且，管腳150上的電壓的頻率以相同的百分比線性地下降到穩定工作頻率。如前所述，選擇的電阻122和124的值確定了管腳150上的方波電壓輸出的最大和最小頻率。
同樣，在非調光結構中，比較圖2和圖4，包括敏感線圈132、電阻134和二極管136的燈電流參考敏感電路連同燈絲電容器190、192、194一起從鎮流器2控制電路中除去。通過除去上面列舉電路單元形成的合成非調光鎮流器和把電阻142直接重新連接到IC104是與調光鎮流器2相同的。
選擇的變壓器178的參數要滿足幾個性能因數，包括傳輸的功率有效地驅動燈、開始接通燈要求的開路電壓、燈電流振幅因數(峰值燈電流與有效燈電流之比)該因數應低于1.7。此外，因為它的限流能力，在變壓器178的次級端上的短路或高電流要求的情況，變壓器178按照大約是10的因數降低向它的次級繞組傳送的視在功率。當然，對鎮流器存在等效的輸入功率的減少。
使用變壓器178、頻率控制器件、限流器件、鎮流器的頻率控制是改善鎮流器的關鍵因素。此外，變壓器提供了短路隔離，其隔離了最終電源的負載，并把短路電流限制到最小。
通過改變壓控振蕩器芯片104的輸入管腳126的電壓獲得控制，以產生恒幅和變化的頻率或在預定恒頻上保持產生電壓(用于非調光型鎮流器)的恒壓的輸出驅動電壓。靜效應是在變壓器178次級端感應的電流直接依賴于所用方波的頻率。使用這樣的結構把電流和電壓限制為頻率的函數，而不需要采用脈寬調制和有關的諧振電路清除電壓波紋。本電子鎮流器避免了這種需要，而提供了平滑的和有效的工作條件。
在松耦合變壓器中，漏感的概念是一種數學的方法，在理論上計算初級和次級繞組之間的較少的磁耦合。圖5(a)和5(b)顯示了松耦合變壓器。變壓器磁芯由兩個E型的、互相面對的鐵氧體磁部件502和504組成。如圖5(b)中的520和522所示，中部鐵心由磁芯中的兩個開口確定。磁芯的中部鐵心可以制成如圖5(a)所示的包括隙縫，或圖5(b)所示的不包括隙縫。如圖5(a)所示，初級和次級線圈(分別是506和508)可以位于磁芯周圍的不同位置(也見506a和508a)。初級線圈506和次級線圈508沿著中部鐵心或部件位于間隔離開的關系，并如圖5(b)所是通過磁芯的兩個開口纏繞。
在圖5(a)的實施例中，E型磁芯的中部形成了分流器510，中部具有預定的、適當寬度的空氣隙。本領域的技術人員都知道分流器510中的隙縫512也可由不是空氣的不同材料形成，例如，介電材料或甚至是預定特性的液體混合材料。此外，通過實驗已經發現，沒有隙縫也可獲得適當的漏感。無隙縫設計的一個例子包括位于磁芯的中心腿上的初級和次級繞組，并相互之間間隔放置。
最好使用塑料線軸524固定繞組。導線直接繞在線軸524上，然后插入中心腿上。插入之后，把鐵氧體磁芯粘合在一起并對準線管524。在優選實施例中，線管的第一部分526用于初級繞組506，第二部分528用于次級繞組508。通過把繞組分成不同的部分，已經發現變壓器將有相對高的效率，而仍然可以產生適當的漏感。最好使用塑料制成并位于線管524的第一部分526和第二部分528之間的分隔器530被用于把初級繞組506和次級繞組508分隔開。
如后面所述的情況二一樣，在通常的工作狀態，變壓器500的初級磁通路線環繞由虛線514所示的周邊。如后面所述的情況三一樣，在短路條件下，如虛線516所示，初級磁通線通過分流器510并跨在空氣隙512兩端。對于不同的應用，隙縫512可以適當變化，并按照負載類型和采用的控制方案，移動變壓器500的磁阻和響應。應當注意，變壓器磁芯的形狀沒有局限于圖示的E型，在所要求的在磁芯的外緣或內緣放置分流器的控制器中可以采用橢圓形、圓形、矩形和其它形狀。對有興趣詳細了解變壓器的人員，包括松耦合變壓器，可以參考前面提到的參考資料和由N.R.Grossner撰寫的“用于電子電路的變壓器”一文，第二版，紐約McGraw-Hill 1983年出版。
松耦合變壓器500的等效模型顯示在圖6中。變壓器600的初級端的電感Lp被認為全部包括在繞組602中，它的阻抗分量Rp被認為全部包括在電阻604中。因此，為模型和分析的目的，把初級線圈分成為純電感分量和純阻抗分量。在次級端，認為繞組606代表次級電感Ls。為模型的目的，假定負載608是純阻抗，并由次級繞組阻抗Rs和負載阻抗RL組成。
下面確定這個模型的工作特性和變壓器500的耦合。假定匝數比是1到2，一種升壓變壓器，當次級開路或短路時，測量次級的電感Ls和初級的電感Lp。由于測試松耦合變壓器開路的次級，在40毫亨測量初級Lpo的視在電感。由于測試相同的變壓器短路的次級，在40毫亨測量初級Lps的視在電感。初級的電感比由下式給出(2)電感耦合比=Lpo/Lps表明了10的耦合比。應當注意，在相同的次級開路和短路條件下，考慮變壓器的匝數比，通過比較次級電感，可以得到相同的比率。作為一般的經驗法則，低于10的電感耦合比被認為是“松耦合”，而高于30的耦合比被認為是“緊耦合”。如所實施的，變壓器的電感耦合比應當在10和30之間變化。另一方面說，根據相對于負載要求的變壓器的工作特性，變壓器初級繞組產生的磁通量的80％到99％應當通過變壓器的次級繞組。這個范圍旨在包括圖7所示的具有一般電特性的變壓器。
泄漏變壓器的許多變化是可能的。熟練技術人員知道，幾個因數可以影響變壓器的固有漏感，包括磁芯的形狀、繞組的位置、隙縫的尺寸和形狀、繞組的性質。
存在三種基本的工作情況，可以使用這三種情況確定或描述變壓器500的工作特性。為描述的目的，再一次假定變壓器500是緊纏繞的，以至存在2∶1的匝數比；既，變壓器的作用就像一個升壓器件，在該器件中，輸入電壓在次級繞組606兩端被加倍。為簡化討論變壓器模型的目的，進一步假定變壓器500在工作中是完美的(沒有工作損耗，Rp=0)。
在第一種模型的情況中，認為負載608很大，基本上是開路。在這個例子中，通過負載608和次級繞組606的次級電流非常小。同樣，因為假定變壓器是完美的，初級電流也相當小。因此，在開路負載條件下，根據它的線圈匝數比，變壓器500的作用就像從初級到次級轉移小量的功率。
跳到情況3，現在認為負載608非常小，基本上是短路。在這種情況下，傳輸到負載608的功率基本上是零(很低或者為零的電壓乘以次級電流)，在初級中的電流Ip由加到初級繞組的電壓和它的頻率確定。因為認為變壓器500被認為是完美的，所以，初級中的電流是次級中電流的一半(假定2∶1的匝數比)，因此，電流是很低的。由于繞組602造成流動的初級電流是輸入電壓和頻率的函數，并且保持仍然很低以及與電壓Vp有90度的相位差。因此，當次級接近短路條件時，視在初級電流變得很低，并降向零安培。
在中間的情況2中，次級負載608在開路和短路之間變化，初級電流Ip由加在初級兩端的電壓Vp、它的頻率、初級繞組602的短路感抗Lps確定。如圖7所示，在低頻，繞組電流相對地高，而在高頻，繞組電流相對地低，因為在任何給定的頻率，變壓器繞組的電感和它們的阻抗隨著初級電壓的頻率的函數相反地變化。
例如，負載608的電阻是1200歐姆、在100KHz的有效輸入電壓是225V、4毫亨的電感Lp、600歐姆的初級電阻，初級電流可由阻抗Zp除以初級電壓確定(3)Ip=Vp/Zp(其中Zp=2 FLp-Rp)=225/(100×103)(6.28)(4×103)+(Rp)=225/(2512+600)=0.0723安培，或大約72毫安。如果在中間情況的頻率增加到200KHz，初級電流將降到大約40毫安。如果頻率減少到50KHz，初級電流增加到大約121毫安。因此，改變變壓器驅動電壓的頻率允許控制傳輸到負載的功率，以及限制工作電流，兩者都作為加到變壓器初級繞組的驅動電壓的頻率的函數。通過改變感抗和阻抗，在驅動電壓中的頻率變化有效地改變了變壓器的工作特性。
變壓器電流和頻率之間的合成關系顯示在圖7中，在圖7中，圖示了初級電流Ip和次級電流Is與初級電壓的頻率的關系曲線。應當注意，Is相對于Ip位置將是變壓器初級和次級繞組的匝數比的函數。
松耦合變壓器的繞組感抗和阻抗的控制特性的能力隨頻率的函數變化，該頻率是前面論述的鎮流器2連接中的在控制器或調制器中采用的。這種控制器的簡化的示意圖顯示在圖8中。提供在一個電平上的線電壓V和共同可用的頻率給整流電路802，該整流電路對其它電路和負載可能需要的輸入進行整流。對于在特殊應用中需要提高電壓的范圍，整流的并可能被提高或減小的電壓被加到一個電壓調整和控制電路804。控制電路804輸送參考電壓信號到受輸出頻率的任何變化影響的頻率控制電路806，按照參考信號，控制電路806調整它的輸出頻率，這些調整是負載810通過反饋回路812所要求的。
頻率控制電路方塊806的輸出被饋送到控制電路804，其被用于產生輸送到變壓器驅動電路808要求的電壓類型(如方波、變化的脈沖串、半正矢波等)。使用在方塊808中產生的變壓器驅動對于變壓器500產生驅動，變壓器500與負載810耦合從而將功率傳輸到那里。如上所述，很明顯，變壓器工作特性的控制依賴于加在變壓器500的初級繞組上的電壓的頻率。此外，從圖7唆使的關系、圖8的控制器示意圖、鎮流器2的調光類型的連接中可以看出，使用負載反饋適當的改變加在變壓器的電壓的頻率，以改變它的繞組電流，并因此獲得了波形、功率或負載控制的調節和/或控制的轉移。
如何使用控制器900的例子圖示在圖9中。在圖9的結構中，一種熱電的冷卻器/加熱器902由使用來自松耦合變壓器500和整流電路904的適當電壓控制。當外部溫度環境改變或用戶要求時，使用來自溫控器906的反饋或一組點信號調節頻率控制器908的輸出，因此，在前面討論的電子鎮流器2的工作連接的方式中，改變了加在變壓器500的驅動電壓的頻率。
如何使用控制器1000的另一個例子圖示在圖10中。在圖10的結構中，脈沖驅動電路1002通過松耦合變壓器500適合于把變化頻率的脈沖串傳輸到遠程接收電路或負載1004。加到變壓器500的電壓被設置到最低或由脈沖驅動電路1002傳輸的基本的脈沖頻率，以至，限制了最大電流的消耗。在次級中出現過載或故障的情況中，向上移動工作頻點的反饋可以優先使用，協助限制電流。
如何使用控制器1100的另一個例子顯示在圖11中，來自公共電力提供商1102的電壓源通過松耦合變壓器500傳輸到分站或工業負載負載1104。負載1104將由電動機或一組電動機組成，這些電動機周期地接通或斷開電線。變壓器500將升高、降低或是全繞組變壓器，但它可由它的頻控特性適應，所以，大的輸出負載或短路將不會降低或減少對其它用戶的電壓。
并聯氣體放電燈的調光鎮流器參考圖14，圖14顯示了本發明調光鎮流器的另一個實施例。這個實施例采用四個松耦合變壓器T2、T3、T4、T5，每一個變壓器具有并聯連接到功率FET158和160的輸出端的初級繞組。松耦合變壓器的次級輸出T2、T3、T4、T5接到連接器J3。如圖15所示，連接器J3連接到插頭P3，同時連接了四個負載，例如，熒光燈1501、1502、1503、1504。
功率FET通過變壓器T1驅動，即，圖2所示的調光電子鎮流器的變壓器162。因此，圖2中連接到變壓器162次級的功率和負載電路由圖14中連接到變壓器T1次級的功率和負載電路所替代，以形成圖14所示的本發明的實施例。圖14實施例和圖2實施例之間的進一步差別是在圖2中沒有延時電感器168和170連接到FET158和160的源極。這些電感器被用來在FET的開關之間提供滯后時間，以確保它們決不同步接通。在圖14的實施例中，小的延時或相位漂移將在兩個輸入152(圖2)之間插入在集成電路94的緩沖器內。結果，變壓器T1或162次級輸出的方波將在方波的每一個零電壓交叉點上有一點空載時間。這確保FET158和160決不在同時接通。FET兩端的二極管172和174速度很快，并分別保護FET158和160免受感應沖擊的影響，該感應沖擊是由功率FET斷開時引起初級繞組中的電壓突然變化引起的。
變壓器T3和T5的端子3連接到FET158的源級。變壓器T2和T4的端子3和變壓器T3和T5的端子6通過電容器176連接到FET160的源極。功率FET158和160的中點180連接到變壓器T2和T4的端子6和變壓器T3和T5的端子3。這種結構使得T4和T5相互之間的相位總是異相180度，因此，在它們之間產生的電壓總是零。同樣，變壓器T2和T3異相180度，因此，它們之間產生的電壓也是零。
功率FET158和160的接通-斷開動作激勵在450V和地之間的中點180。電容器176為變壓器T2、T3、T4、T5提供AC耦合。接地的電容器176充電到在點180或到225V的電壓擺幅的中部。這使AC電壓有效地加在初級繞祖上，初級繞組的電壓在225V的電壓擺幅點上下變化225V。此外，次級繞組的任何兩個輸出引線的最大電壓不超過225V。
圖14和15中的實施例是氣體放電燈或熒光燈的實際并聯結構。因此，當四個燈中的一個燈燒毀時，剩余的三個燈正常工作，而不管燒毀的燈是短路或開路。
在圖14和15中，通過T5的每一個變壓器T2都是上述的松耦合變壓器，其初級次級匝數比是1∶1。初級有363匝，功率次級(端點2和5)有363匝。每一個變壓器、T2、T3、T4、T5的燈絲次級繞組有16匝，包括串聯的0.1微法電容器。選擇電容器的值，在啟動期間的高頻，電容器是低阻抗，以使電流通過燈絲。在燈工作的低頻，電容器的阻抗較高以限制燈絲電流，當燈正常運行在由每一個變壓器的主繞組(端點2和5)提供的全工作電壓時，有效地使燈絲繞組與電路分離。例如，在啟動期間，燈1501通過電容器C17從變壓器T5的端點1和2以及通過電容器C21從端點4和5接收電流。當燈1501的氣體被電離和等離子在滿功率上形成時，端點2和5之間的主次級繞組通過燈1501提供了主電流。在滿功率工作期間，不需要燈絲電流，在這種條件下，電容器C17和C21有效地限制了到燈絲繞組的電流。每一個變壓器的次級端點2和5之間的繞組提供了滿次級電流。
此外，變壓器T5的次級端點5連接到變壓器T4的次級端點2，變壓器T3的次級端點2連接到變壓器T4的次級端點5，變壓器T2的次級端點2連接到變壓器T3的次級端點5。變壓器T5的端點2和5之間的363匝次級繞組通過插座J3和插頭P3的管腳2和3接在燈1501氣體放電體兩端。變壓器T4的端點2和5之間的363匝次級繞組通過插座J3和插頭P3的管腳3和5接在燈1502氣體放電體兩端。變壓器T3的端點2和5之間的363匝次級繞組通過插座J3和插頭P3的管腳5和7接在燈1503氣體放電體兩端。同樣地，變壓器T2的端點2和5之間的363匝次級繞組通過插座J3和插頭P3的管腳7和9接在燈1504氣體放電體兩端。
變壓器T2、T3、T4、T5是如在圖14的每一個變壓器T2、T3、T4、T5中通過點調節初級端3和次級端1、2、5所示的對應連接端，纏繞對應的初級和次級。每一個燈1501、1502、1503、1504由它們自己的變壓器驅動。此外，如圖14和15所示的連接結構，只有一個燈電壓加到每一盞燈上，所以，一個燈電路的故障或開路不影響其它燈的工作。
圖15和16的本發明優選實施例顯示了四盞并聯氣體放電燈，任何數量的燈可以并聯放置。成對增加燈是它的優點，所以，反相變壓器可以平衡燈之間的電壓。燈的數量只由從電源得到的功率和通過功率FET的功率限制。
在圖16所示的另一個實施例中，耦合變壓器T6被放置在輸出中部功率點180和AC耦合電容器176之間。耦合變壓器T6把功率輸出耦合到同軸電纜CA。電纜CA是攜帶高頻功率信號到松耦合變壓器T2、T3、T4、T5的初級繞組的傳輸線。傳輸線可以是任何類型的雙線電纜。同軸電纜是最有吸引力的選擇，因為從安全考慮，同軸電纜的屏蔽可以接地。
圖14的鎮流器控制電路可以放置在一個盒子內，松耦合變壓器T2、T3、T4、T5和圖15所示的燈1501到1504可以簡單地放置在燈支架本身。同軸電纜CA距離鎮流器控制60英尺，或遠離燈的實際位置。從維修和控制的觀點看，這樣配置是很方便的。
此外，本描述所用的短語“緊纏繞松耦合變壓器”沒有涉及到匝數比，緊纏繞松耦合變壓器僅意味著次級繞組的開路電壓高于由松耦合變壓器驅動的器件的工作電壓。由變壓器的次級驅動的器件的實際工作電壓由變壓器的漏感確定。在工作頻率上，緊纏繞松耦合變壓器作為電流源工作。
用于HID(高亮度放電)燈的調光鎮流器
本發明的另一個實施例顯示在圖17到20中。這個實施例是用于驅動金屬鹵化物高亮度或高亮度放電燈的，這種燈需要連續的弧光放電保持燈的輸出。圖9所示的單個HID燈驅動輸出電路1600連接到前述的圖2所示的調光控制電路。燈驅動輸出電路1600以一個頻率在端點1612和1614接收225V驅動信號，在圖2中，燈驅動控制電路的接收頻率從90KHz到200KHz之間變化。控制電路在大約225V上提供可變頻率輸出。
功率FET158和160通過變壓器T1驅動，即，圖2中的調光電子鎮流器控制的變壓器162。因此，連接到圖2中變壓器162的次級的電源和負載電路由連接到圖17中的變壓器T1次級的電源和負載電路替代，以形成圖17所示的本發明的實施例。圖17實施例和圖2實施例之間的進一步差別是在圖2中沒有延時電感器168和170連接到FET158和160的源極。這些電感器被用來在FET的開關之間提供滯后時間，以確保它們決不同步接通。在圖17的實施例中，小的延時或相位漂移(未示出)將在兩個輸入152之間插入在集成電路94的緩沖器內(圖2)。結果，變壓器T1或162次級輸出的方波將在方波的每一個零電壓交叉點上有一點滯后時間。這確保FET158和160決不在同時接通。FET兩端的二極管172和174速度很快，并分別保護FET158和160免受感應沖擊的影響，該感應沖擊是由功率FET斷開時引起初級繞組中的電壓突然變化引起的。
電路1600包括松耦合或泄漏變壓器1616，該變壓器的匝數比在1∶0.75到1∶1.25之間，較好的匝數比是1∶1。在圖17所示的特殊優選的實施例中，變壓器1616是使用絞合線的緊纏繞繞組變壓器。在圖17所示的實施例中使用1∶1的匝數比，在初級線管上有100匝絞合線，在次級線管上有100匝絞合線。匝數與泄漏成比例，匝數越多提供的泄漏越多。變壓器1616是緊纏繞的，以致使次級的開路電壓足夠高，以保持弧光電極1630和1632間的電弧。
絞合線是多股線，它的名稱來源于德國詞“Litzendraht”，所說的絞合線由絞在一起的相互絕緣的織物構成，以至每一股趨于在整個導體的橫界面內占據所有可能的位置。這個設計概念導致了每一股有相等的磁通泄漏和相同的電抗，因此，使得電流在每股之間均勻分配。絞合導線的典型應用包括高頻電感器和變壓器。絞合線的構成是由單獨絕緣的股線制成的。在股線上使用的絕緣是如Formvar的共用磁線膜絕緣。適用的絞合線可從芝加哥Kerrigan-Lewis導線產品公司獲得。絞合線為繞組提供了大電流容量。其它的導線配置具有大表面面積，例如，導電箔，將也被用來為繞組提供大電流容量。
圖17所示實施例中的初級繞組的開路電感Lo大約是58毫亨，短路電感Ls大約是1毫亨。次級繞組的開路和短路電感最好與初級繞組相同，分別是58毫亨和1毫亨，因此，提供的磁比也是1∶1。
松耦合變壓器1616的初級繞組1618連接到輸入端點1612和1614，輸入端點1612和1614從功率FET158和160接收225V輸入電壓。來自FET的功率信號最好具有90KHz到200KHz之間變化的頻率范圍。輸入端點1614也連接到電容器176的一端。電容器176的另一端連接到電路公共端或接地。在圖17所示的實施例中，電容器176的值是0.01微法。
松耦合變壓器1616的次級繞組1622兩端分別接在端點1624和1626。次級繞組1622也與峰值電容器1628并聯連接，HID燈弧光電極1630和1632及高亮度放電氣體單元1634通過另一個0.01微法電容器的一端連接到次級繞組1622的端點1626。特別地，端點1624連接到峰值電容器1628、電極1630、氣體單元1634的一端。另一端1626連接到電容器1636的一端。電容器1636的另一端連接到峰值電容器1628、電極1632、氣體燈單元1634的一端。本發明這個實施例電路1600的作用對燈單元1634來說基本上是一個準電壓源。
當燈1634開始接通時，通過FET158和160的控制器(圖2)產生一個150KHz左右的高頻信號，如圖18所示，在t0，這個頻率足夠產生一個高壓，并在圖19所示的弧光電極1630和1632兩端點燃弧光。這個高頻必須是一致地和可靠地產生要求的啟動弧光，圖18是頻率對時間的曲線圖，并顯示在弧光啟動之后，分別在時間t2和t1，電源頻率減小到90KHz到120KHz的工作范圍。
圖19是在150KHz啟動期間，負載功率對頻率的曲線圖。本發明的驅動電路1600特別包括并聯峰值電容器1628和串聯電容器1636。在高頻時，電路諧振出現在150KHz附近，并且是由電容器1628的容量是3300微微法和次級繞組1622的電感的選擇所選擇的。
一旦擊出弧光，壓控振蕩器(圖2)的頻率輸出減到調光工作范圍，基本上在90KHz到120KHz。因為選擇了電容器的值，相對頻率漂移的負載功率在40KHz附近存在峰值，如圖20所示，工作值是在90KHz到120KHz之間。這主要是因為電容器1636在驅動電路1600中提供的容量，現在電容器1636成了支配的元件。在燈正常工作期間，選擇電容器1636的值，使次級繞組1622的電路諧振到非常低的諧振頻率，大約是40KHz，其在工作頻率范圍之下。圖20是在正常驅動電路期間，頻率對驅動電路LC時間常數的曲線圖，可以從這個曲線中看出，在90KHz和120KHz之間，電路時間常數相對于頻率成比例的變化。這正是所要求的工作區域，在該區域內，頻率足夠高，排除了熄滅弧光的聲學諧振和燈的爆炸(如果燈工作在諧振區域，就會使燈爆炸)，在功率對頻率的比例區域內，足夠低的頻率有效地使得電路對于電容器1628來說是可透過的。
如上所述，電路時間常數在150KHz或較高頻率上相對很短。在150KHz和200KHz之間的區域由電容器1628支配，因此，電路的諧振移到圖19所示的該區域。電容器1636在接通燈1634所用的高頻上是透明的。但是，調光功能是在較低頻率范圍內進行的，最好是在90KHz和120KHz之間。在這個頻率范圍內，電容器1628的影響可以忽略，電容器1636起支配作用。
負載功率相對頻率的曲線顯示在圖20中。這個曲線顯示，對于高亮度放電燈1634和選擇的元件值，燈單元1634的最大功率，即最大亮度或照明強度，理論上出現在40KHz。在這個頻率上的負載功率對燈的運行是太高了。但是，按照本發明，燈1634不工作在諧振，因此，不是在最大亮度上。工作在諧振的高功率上肯定使燈爆炸。
燈也不工作在低于諧振頻率下。低于90KHz的低頻工作是不合乎需要的，因為聲學諧振將熄滅需要連續保持高亮度放電燈功能的弧光。因此，保持在聲學諧振發生的區域之上的調光控制的工作區域顯示在圖20中的虛線，最好在90KHz和120KHz之間。在這個曲線的工作區域內，圖19所示的90KHz和120KHz之間，傳送到燈單元1634的功率一般按應用的頻率比例變化。因此，在端點1612和1614，通過變化調光控制電路(圖2)的信號頻率，用戶可以相對均勻地調亮或調暗高亮度氣體放電燈的亮度。
因此，一種操作連接到松耦合變壓器1616的高亮度放電燈的方法，在驅動電路1600中，其具有由輸出電路元件值確定的峰值負載功率頻率，包括步驟以峰值負載功率頻率上的接通頻率接通燈1634；燈1634在接通頻率下的頻率和峰值負載功率頻率上的頻率工作；通過控制電路(圖2)調節燈工作頻率，以調節燈的亮度輸出。特別是，該方法包括至少在150KHz的頻率接通燈，最好在150KHz和200KHz之間接通燈；在諧振或峰值功率頻率上和接通頻率下的頻率范圍內調節驅動頻率以操作燈；操作步驟最好包括在90KHz到120KHz的頻率范圍內，調節饋送到松耦合變壓器的控制電路輸出頻率。當諧振或處于峰值時，最好使用這個范圍，燈照明頻率是40KHz。當峰值負載功率頻率不同時，其它的頻率范圍是適當的。選擇的工作頻率范圍對應于峰值功率頻率上的負載功率曲線的線性區域。輸入到變壓器1616的頻率控制基本上由調節圖2中壓控振蕩器104的管腳126上的電壓進行。輸入管腳126上的電壓確定了輸出電壓的工作頻率和IC芯片104的管腳150上的DC方波。如果管腳126上的電壓是零伏，管腳150上的輸出在電阻122確定的最低頻率上振蕩。如果管腳126上的電壓到達它的最高值，那么，芯片104的管腳150上的輸出在可能的最高頻率上振蕩。
本發明可以用不同于上述的方法實施。本領域技術人員可以改變、變化所示的不同結構。例如，根據驅動高亮度燈的工作特性，可以選用不同的元件值。峰值的值、第一和第二電容器1628、176、1636、松耦合變壓器1616中線圈的匝數都是用于顯示所用。
例如，HID燈的瓦特數確定了驅動電路中松耦合變壓器的匝數。大瓦特數要求在初級和次級繞組中成比例地較少的匝數，因為需要較少的漏感以供應較多的電流。例如，如果在100瓦燈中需要100匝，那么，150瓦燈就需要81匝。
此外，本描述所用的短語“緊纏繞松耦合變壓器”沒有涉及到匝數比，緊纏繞松耦合變壓器僅意味著次級繞組的開路電壓高于由松耦合變壓器驅動的器件的工作電壓。由變壓器的次級驅動的器件的實際工作電壓由變壓器的漏感確定。在工作頻率上，緊纏繞松耦合變壓器作為電流源工作。
圖17所示的示意圖也可以通過并聯連接多個輸出驅動電路1600的端點1612和1614修改，因此，多個高亮度放電燈可以由調光鎮流器控制電路控制。
對本領域技術人員是顯而易見的，在本發明的范圍內可以進行各種修改。例如，四盞燈顯示在圖14和15的實施例中。緊纏繞的松耦合變壓器可以加到以類似的方式連接的附加燈上，以形成五個或更多的燈的并聯。同樣，可以使用較少的燈，例如三個燈，在三個燈的情況下，四個變壓器之一可以排除。因此，本發明沒有局限于為公開的目的所選擇的實施例，而是覆蓋了所有變化和修改，這些變化和修改沒有遠離本發明的范圍。因此，根據所述的本發明，專利需要保護和覆蓋的范圍呈現在權利要求中。
權利要求
1．一種控制傳輸到氣體放電燈功率的調光鎮流器，包括a)松耦合的頻率電抗依賴型變壓器，它具有初級和次級繞組，初級繞組在選擇的頻率上接收驅動信號，次級繞組連接到燈；b)產生頻率控制信號的控制振蕩器；c)變壓器驅動電路，它響應頻率控制信號，并連接到松耦合變壓器的初級繞組，以在預定電壓幅度上把驅動信號加到變壓器的初級繞組，驅動信號頻率由頻率控制信號控制；d)松耦合變壓器的電抗隨驅動信號頻率變化，因此，松耦合變壓器具有隨驅動信號頻率變化的變壓器阻抗；以及e)除了燈的燈阻抗之外，松耦合變壓器的初級繞組向變壓器驅動電路反射變壓器阻抗，以至流入初級繞組的電流隨驅動信號頻率變化，流入燈內的次級繞組的結果電流隨驅動信號頻率變化，因此，燈的照明亮度由改變驅動信號頻率控制。
2．按權利要求1所述的調光鎮流器，其特征在于變壓器包括具有隙縫的分流器。
3．按權利要求1所述的調光鎮流器，其特征在于還包括連接在燈和振蕩器之間的反饋電路，用于把表示照明亮度的信號加到所述振蕩器，以調節頻率控制信號和驅動信號頻率。
4．按權利要求1所述的控制傳輸到多個氣體放電燈功率的調光鎮流器，其特征在于還包括多個松耦合變壓器，每一個變壓器有一個初級繞組和多個次級繞組，其中，每一個變壓器的初級繞組并聯電連接到另一個松耦合變壓器和變壓器驅動電路，其中，每一個次級繞組電連接到燈之一，每一個變壓器的一個次級繞組以相反的信號連接到另一個變壓器的另一個次級繞組，其中，所述照明亮度響應驅動信號頻率。
5．按權利要求4所述的調光鎮流器，其特征在于每一個所述松耦合變壓器具有以第一方向纏繞的初級繞組和次級繞組；所述松耦合變壓器成對的與每一對次級繞組串聯連接；所述變壓器驅動電路在第一方向在每一對中連接到一個變壓器的初級，并與所述第一方向相反的方向在每一該對中連接到另一個變壓器的初級，因此，在該對中，一個變壓器次級的電壓與該對中另一個變壓器次級電壓的極性相反。
6．按權利要求5所述的調光鎮流器，其特征在于每一個松耦合變壓器具有包括一對繞組的次級繞組和在該對繞組之間的主繞組，每一對繞組中的每一個繞組連接到燈內的燈絲，主繞組連接在燈電極的兩端。
7．按權利要求1所述的調光鎮流器，其特征在于所述的燈是需要連續弧光放電保持燈亮度的高亮度放電燈，所述的調光鎮流器還包括所述松耦合變壓器，它具有連接到所時變壓器驅動電路的初級繞組，以及連接在一對次級繞組之間的次級繞組；一個次級繞組端點連接到在高亮度放電燈中的一對弧光電極的一個電極；一組電容器串聯連接到所述次級繞組端點對的另一端點和所述弧光電極對中的另一個電極，所述的電容器組把次級繞組變換到低于調光工作頻率范圍的諧振頻率；以及峰值電容器與所述的弧光電極對并聯連接，峰值電容器在諧振頻率上提供點燃弧光的峰值負載功率。
8．按權利要求7所述的調光鎮流器，其特征在于松耦合變壓器基本上具有1∶1的匝數比。
9．按權利要求7所述的調光鎮流器，其特征在于松耦合變壓器是緊纏繞的變壓器。
10．按權利要求7所述的調光鎮流器，其特征在于開始啟動信號是在150KHz和200KHz之間的頻率，工作驅動信號是在90KHz和120KHz之間的頻率，
11．按權利要求1所述的調光鎮流器，其特征在于松耦合變壓器遠離變壓器驅動電路，所述的鎮流器還包括從所述變壓器驅動電路向所述松耦合變壓器的初級傳送驅動信號的高頻傳輸線。
12．按權利要求11所述的調光鎮流器，其特征在于高頻傳輸線是具有接地屏蔽的同軸電纜。
13．一種提供調光鎮流器驅動氣體放電燈的方法，該方法包括步驟a)提供了一種至少有一個初級繞組和至少有一個次級繞組的松耦合變壓器，并且，還具有隨加到初級繞組的驅動信號頻率變化的頻率依賴阻抗；b)按照要求的燈的光亮度，在預定頻率上產生變壓器驅動信號；c)以基本上是恒壓幅度和在預定頻率上把變壓器驅動信號加到松耦合變壓器的初級繞組，以控制由次級繞組加到氣體放電燈的電流，因此，控制了燈的照明亮度。
14．按權利要求13所述的方法，其特征在于松耦合變壓器的阻抗由具有隙縫的變壓器的分流器提供。
15．按權利要求13所述的方法，其特征在于還包括步驟感測加到燈上的電流；把感測步驟感測到的電流與所要求的參考電流進行比較；產生響應比較步驟的反饋信號；響應該反饋信號，調整變壓器驅動信號的預定頻率。
16．按權利要求13所述的方法，其特征在于存在多個并聯連接的氣體放電燈和多個松耦合變壓器，一個變壓器連接到每一盞燈，其中，所述加信號步驟實質上是以恒壓幅度和以預定頻率把變壓器驅動信號加到每一松耦合變壓器的初級繞組，以控制由次級繞組加到連接到變壓器的氣體放電燈的電流，從而控制燈的亮度。
17．按權利要求16所述的方法，其特征在于每一個松耦合變壓器具有以第一方向纏繞的初級繞組和次級繞組，所述松耦合變壓器成對的與每一對次級繞組串聯連接，其中，所述的加信號步驟把變壓器驅動信號加到在第一方向在每一對變壓器中的一個變壓器的初級繞組，并加到與第一方向相反方向的在每一對變壓器中的另一個變壓器的初級繞組，因此，在該對變壓器中，一個變壓器次級的電壓與該對中另一個變壓器次級電壓的極性相反。
18．按權利要求13所述的方法，其中燈是高亮度氣體放電燈，其特征在于所述的產生步驟包括步驟通過以高于峰值負載功率頻率的接通頻率產生變壓器驅動信號，接通所述燈；產生在高于峰值負載功率頻率和低于接通頻率的工作頻率范圍的變壓器驅動信號以操作所述的燈。
19．按權利要求18所述的方法，其特征在于峰值負載功率頻率低于90KHz，所述接通頻率高于120KHz，所述的操作步驟產生在頻率范圍90KHz到120KHz內的變壓器驅動信號。
20．按權利要求18所述的方法，其特征在于第二峰值負載功率頻率大大高于工作頻率范圍，所述的接通步驟在接近第二負載功率頻率的接通頻率上產生變壓器驅動信號。
21．按權利要求13所述的方法，其特征在于松耦合變壓器遠離所述的加信號步驟，所述方法還包括在傳輸線上從所述加信號步驟向所述松耦合變壓器傳輸變壓器驅動信號。
22．按權利要求21所述的方法，其特征在于傳輸線是同軸電纜，所述方法還包括將同軸電纜的屏蔽接地。
全文摘要
簡單和不昂貴的可調電子鎮流器采用了松耦合變壓器的優點,控制氣體放電燈的亮度。鎮流器利用了頻率調制與松耦合變壓器的電特性的組合,控制通過燈的電流和控制燈的照明亮度。通過改變向燈提供功率的松耦合變壓器的初級線圈中的驅動信號的頻率,可以在次級線圈和燈中控制電流。次級中的電流由通過變壓器的固有電抗的驅動信號的頻率控制,通過控制到燈的電流,燈的光輸出是可控制的。多個氣體放電燈可以并聯連接到調光變壓器,所以,一個燈的故障不影響剩余的氣體放電燈的工作。同樣,調光鎮流器可以控制到高亮度放電燈的電流,并可控制這種燈的亮度。
文檔編號H05B41/282GK1306733SQ99807674
公開日2001年8月1日 申請日期1999年3月22日 優先權日1998年4月21日
發明者休·帕特里克·亞當森 申請人:電源電路創新公司