電容式電荷泵的制作方法

本發明屬于集成電路設計領域，特別涉及一種電容式電荷泵。

背景技術：

電容式電荷泵(charge pump)是一種DC/DC變換器，其工作時先利用電容器件儲存能量，然后再在控制電路的控制下將能量釋放出來，釋放出的電荷再分配實現電壓的轉換，具有翻轉電壓以及倍壓的特性。圖1為現有的2倍電壓電容式電荷泵。Cbypass電容801、PMOS管1、PMOS管2、PMOS管3、NMOS管4、Cfly電容、Cload電容組成電容電荷泵主結構。K1、K2、K3及K4分別為PMOS管1、PMOS管2、PMOS管3及NMOS管4的柵驅動信號，當PMOS管1、NMOS管4導通，PMOS管2、PMOS管3斷開時，輸入電源電壓VIN開始給電容Cfly充電，此時S1點電位為VIN，S2點電位為0V。若此時PMOS管1、NMOS管4斷開，PMOS管2、PMOS管3閉合導通，S2點電位被抬升至VDD，由于電容的自舉特性，則S1點電位被抬升。在控制信號的控制下，開關不停地閉合斷開，Vout點電位將不斷上升，理想狀態達到2VDD，即Vout＝2VDD，這便達到了倍壓的效果。

圖1中電路300為輸出電壓Vout檢測電路。輸出電壓Vout經過電阻R1、R2分壓，抽取一個合適的電壓通過比較器301與一個基準電壓VBGR進行比較，并將比較結果送入控制邏輯電路200。當抽取的電壓小于基準電壓VBGR時，邏輯電路會控制電容電荷泵工作；當抽取的電壓等于或大于基準電壓VBGR時，邏輯電路就會控制電容電荷泵停止工作，即保持K1、K2、K3和K4電平不變；當抽取電壓由于給負載供電而再次降低到基準電壓VBGR以下時，邏輯電路200又會控制電容電荷泵再次工作。兩相非交疊時鐘電路700為電荷泵開關的柵驅動產生電路，將輸入clock信號轉換為非交疊的控制信號K1、K2、K3和K4。

現有技術中電容式電荷泵在輸入電壓變化范圍大、負載電流大時存在輸出紋波較大的問題，這會嚴重降低電容式電荷泵的輸出電壓的供電質量。

技術實現要素：

本發明要解決的技術問題是為了克服現有技術中電容式電荷泵在輸入電壓變化范圍大、負載電流大時輸出電壓紋波較大的問題的缺陷，提供一種輸出紋波較小的電容式電荷泵。

本發明是通過下述技術方案來解決上述技術問題的：

一種電容式電荷泵，包括充電電容802、第一開關器件1和開關驅動電路，所述第一開關器件1的一端的輸入為輸入電源信號，所述第一開關器件1的另一端與所述充電電容802連接，其特點在于，所述開關驅動電路還包括跨導線性環和電流偏置電路，所述電流偏置電路的輸出信號接至所述跨導線性環的一端，所述跨導線性環的另一端與所述開關驅動電路的非門連接，所述非門輸出開關控制信號至所述第一開關器件1。

本方案中，所述電流偏置電路通過控制所述線性跨導環的電流實現第一開關器件1的低電平電壓不會隨輸入電源電壓VIN的變化而明顯變化。即在輸入電源電壓VIN變化范圍較大的情況下，每個周期通過電容式電荷泵傳遞給輸出電壓的電荷量是固定的，也即驅動能力是固定的，因此僅僅控制輸出電壓紋波即可。如果沒有這個控制機制，驅動能力可以很強，但是輸出電壓上的紋波會很大。

較佳地，所述開關驅動電路還包括輸入電源檢測電路，所述輸入電源檢測電路的輸出信號控制所述跨導線性環的另一端接地。

本方案中，當輸入電源電壓VIN低于一定閾值時，輸入電源檢測電路將輸出信號使得所述跨導線性環的另外一端接地，從而使得所述電流偏置電路及所述跨導線性環的一端不起作用，即放開驅動能力限制。

較佳地，所述跨導線性環包括第一PMOS管17、第二PMOS管11、第一NMOS管12和第二NMOS管18，所述第一PMOS管17的柵極和漏極與 所述第一NMOS管12的柵極連接，所述第一PMOS管17的源極及所述第一NMOS管12的漏極接輸入電源；所述第一NMOS管12的源極與所述第二PMOS管11的柵極連接，所述第二PMOS管11的漏極接地，所述第二PMOS管11的源極與所述第二NMOS管18的源極連接，所述第二NMOS管18的漏極用于驅動所述開關驅動電路的非門；所述電流偏置電路的輸出端與所述第一PMOS管17的柵極連接，所述電流偏置電路的另一輸出端與所述第一NMOS管12的源極連接。

本方案中，有如下關系式，|VGS17|+VGS12＝|VGS11|+VGS18，其中VGS是源極和柵極間電壓。所以，只要所述電流偏置電路的電壓抑制比(PSRR)高，那么在輸入電源電壓VIN大范圍變化的情況下，|VGS17|+VGS12就是一個穩定值，那么就決定了|VGS11|+VGS18是穩定的。因此，所述第一開關器件1的低電平電壓不會隨輸入電壓VIN的變化而明顯變化。

較佳地，所述輸入電源檢測電路包括第三NMOS管14，所述第三NMOS管14的漏極與所述第二NMOS管18的源極連接，所述第三NMOS管14的源極接地。

較佳地，所述電容式電荷泵還包括第二開關器件2、第三開關器件3和第四開關器件4；所述開關驅動電路包括兩組級聯的兩相非交疊時鐘電路，其中一組兩相非交疊時鐘電路輸出開關控制信號至所述第一開關器件1和所述第四開關器件4，另一組兩相非交疊時鐘電路輸出開關控制信號至所述第二開關器件2和所述第三開關器件3；所述第一開關器件1和所述第四開關器件4不能同時接通；所述第二開關器件2和所述第三開關器件3不能同時接通。

本方案中，兩組級聯的兩相非交疊時鐘電路能夠控制所述第一開關器件1至所述第四開關器件4的導通和關閉時序，避免所述第一開關器件1和所述第四開關器件4同時接通及所述第二開關器件2和所述第三開關器件3同時接通的情況發生，以此保證所述電容式電荷泵正常的充放電。

較佳地，所述電容式電荷泵還包括輸出參考電壓產生電路400和輸出紋 波控制電路500；所述輸出參考電壓產生電路400的輸入端接至所述第二開關器件2遠離輸入電源的一端；所述輸出參考電壓產生電路400輸出的第一參考電壓VTH1和第二參考電壓VTH2分別接至所述輸出紋波控制電路500的兩個電壓輸入端。

本方案中，所述輸出參考電壓產生電路400將所述第二NMOS管18的源極端輸出的電壓Vout1生成兩個參考電壓，并將這兩個參考電壓送至所述輸出紋波控制電路500，所述輸出紋波控制電路500根據接收到的兩個參考電壓生成進一步的輸出電壓Vout_inter。

較佳地，所述輸出參考電壓產生電路400包括依次串聯的第一電流源401、第一電阻和第二電阻，所述第一電流源401的電流輸入端與所述第二開關器件2遠離輸入電源的一端相連，所述第二電阻接地。

較佳地，所述輸出紋波控制電路500包括第一運放501、第二運放502、第二電流源503、第三PMOS管20和第四NMOS管21，所述第一運放501的反相端的輸入信號為所述第一參考電壓，所述第二運放502的同相端的輸入信號為所述第二參考電壓；所述第一運放501的輸出端與所述第三PMOS管20的柵極連接，所述第三PMOS管20的源極與所述第二開關器件2遠離輸入電源的一端連接，所述第二運放502的反相端、所述第四NMOS管21的漏極、所述第一運放501的同相端和所述第二電流源503的電流輸入端連接；所述第二運放502的輸出端與所述第四NMOS管21的柵極連接，所述第四NMOS管21的源極及所述第二電流源503的電流流出端接地。

本方案中，當Vout_inter低于設定的第一參考VTH1時，第三PMOS管20導通，第四NMOS管21關斷，給負載充電；當Vout_inter高于設定的第二VTH2時，第三PMOS管20關斷，第四NMOS管21導通，從而給Vout_inter放電；當VTH1<Vout_inter<VTH2時，第三PMOS管20關斷，第四NMOS管21關斷。

較佳地，所述電容式電荷泵還包括輸出電壓斜率控制電路600，所述輸出電壓斜率控制電路600包括第三運放601、第四PMOS管22、充電電流源 602、放電電流源603、單刀雙擲開關604和斜率控制電容803，所述第四PMOS管22的源極與所述輸出紋波控制電路500的輸出端連接，所述第三運放601的同相端及所述第四PMOS管22的漏極經電容接地，所述充電電流源602的電流輸入端與所述第二開關器件2遠離輸入電源的一端相連，所述放電電流源603的電流流出端接地，所述斜率控制電容803的一端接地，所述充電電流源602的電流流出端及所述放電電流源603的電流輸入端通過所述單刀雙擲開關604以擇一方式與所述斜率控制電容803的另一端及所述第三運放601的反相端連接。

本方案中，所述輸出電壓斜率控制電路用于控制所述輸出電壓上電或者掉電時該電路輸出電壓Vout2的斜率。在上升沿時，通過充電電流源602給斜率控制電容803充電，控制斜率控制電容803遠離地的一端的上升斜率，通過第三運放601和第四PMOS管22控制輸出電壓Vout2跟隨斜率控制電容803遠離地的一端的電壓。

較佳地，所述第一開關器件、第二開關器件及第三開關器件為PMOS管，所述第四開關器件為NMOS管。

本發明的積極進步效果在于：本發明提供的電容式電荷泵在現有電荷泵的基礎上增加了跨導線性環和電流偏置電路，其能夠控制電容式電荷泵的第一開關器件的低電平電壓不隨輸入電壓的變化而明顯變化，從而實現控制電容式電荷泵的驅動能力并減小輸出電壓的紋波的功能，進而改善電容式電荷泵的輸出電壓的供電質量。

附圖說明

圖1為現有技術中電容式電荷泵的電路結構示意圖。

圖2為本發明一較佳實施例的電容式電荷泵的電路結構示意圖。

圖3為本發明實施例的電容式電荷泵的四個驅動信號時序關系圖。

具體實施方式

下面通過實施例的方式進一步說明本發明，但并不因此將本發明限制在所述的實施例范圍之中。

如圖2所示，一種電容式電荷泵，包括充電電容802、第一開關器件1、第二開關器件2、第三開關器件3和第四開關器件4、輸出電壓檢測電路300、控制邏輯電路200、輸出參考電壓產生電路400、輸出紋波控制電路500、輸出電壓斜率控制電路600和開關驅動電路100。其中開關驅動電路100包括兩組級聯的兩相非交疊時鐘電路、跨導線性環、電流偏置電路和輸入電源檢測電路。其中第一開關器件1、第二開關器件2及第三開關器件3均為PMOS管，而第四開關器件4為NMOS管。

第一開關器件1的漏極與輸入電源信號VIN及第三開關器件3的漏極連接，第一開關器件1的源極與充電電容802即Cfly的一端及第四開關器件4的漏極連接，第三開關器件3的源極與Cfly的另外一端及第二開關器件的漏極連接，第二開關器件2的源極輸出為Vout1。Vout1作為輸出電壓檢測電路300、輸出參考電壓產生電路400及輸出電壓斜率控制電路600的輸入電壓。控制邏輯電路200接收輸出電壓檢測電路300輸出的信號，并輸出控制信號至開關驅動電路100的第一級兩相非交疊時鐘電路。

其中開關驅動電路100采用與非門實現兩相非交疊時鐘信號，采用兩組嵌套，其中兩組嵌套的第一級兩相非交疊時鐘電路包括反相器102、反相器103、反相器104、反相器108、反相器111、反相器112、與非門101、與非門109、PMOS管24和NMOS管23組成的反相器、PMOS管19和NMOS管18組成的反相器；第二級兩相非交疊時鐘電路包括反相器106、反相器107、反相器113、反相器114、反相器115、反相器116、與非門105及與非門114。其中反相器102的輸出用于驅動第四開關器件4的柵極的K4信號，NMOS管18的漏極用于驅動第一開關器件1的柵極的K1信號，反相器107的輸出用于驅動第三開關器件3的柵極的K3信號，反相器116的輸出用于驅動第二開關器件2的柵極的K2信號。

其中K3、K2、K1、K4四個對應的驅動信號時序關系如附圖3：

1)PMOS管1、NMOS管4不能同時導通，即不能出現K1＝“0”，K4＝“1”的情況；

2)PMOS管3、PMOS管2不能同時導通，即不能出現K3＝“0”，K2＝“0”的情況；

3)進入充電相位時，NMOS管4先通，PMOS管3后通，即K4先來上升沿，K3再來下降沿；

4)退出充電相位時，PMOS管3先斷，NMOS管4后斷，即K3上升沿先來，K4下降沿后來；

5)進入放電相位時，PMOS管1先通，PMOS管2后通，即K1先來下降沿，K2再來下降沿；

6)退出放電相位時，PMOS管2先斷，PMOS管1后斷，即K2上升沿先來，K1上升沿后來。

本實施例中，PMOS管6、PMOS管7、PMOS管5、NMOS管8、NMOS管9及NMOS管10為電流偏置電路，PMOS管17、NMOS管12、NMOS管18、PMOS管11組成線性跨導環。其中PMOS管17的柵極和漏極與NMOS管12的柵極連接，PMOS管17的源極及NMOS管12的漏極接輸入電源；NMOS管12的源極與PMOS管11的柵極連接，PMOS管11的漏極接地，PMOS管11的源極與NMOS管18的源極連接；電流偏置電路的NMOS管9的漏極與PMOS管17的柵極連接，NMOS管10的漏極與NMOS管12的源極連接。有如下關系式，|VGS17|+VGS12＝|VGS11|+VGS18。所以，只要電流偏置電路的電壓抑制比(PSRR)高，那么在輸入電源電壓VIN大范圍變化的情況下，|VGS17|+VGS12就是一個穩定值，那么就決定了|VGS11|+VGS18是穩定的。因此，K1信號所在節點的低電平電壓不會隨輸入電壓VIN的變化而明顯變化。這樣在輸入電源電壓VIN大范圍變化的情況下，每個周期通過電容式電荷泵傳遞給輸出的電荷量是固定的，也即驅動能力是固定的。這樣僅僅控制好輸出電壓紋波即可。如果沒有這個控制機制，驅動能力可以很強，但是輸出電壓上看到的紋波會很大。本實施例通過控制 K1信號所在節點脈沖的低電平電壓和下拉放電速率，控制電容式電荷泵的驅動能力和輸出電壓紋波。

本實施例中輸入電源檢測電路包括PMOS管5、NMOS管16、NMOS管15、NMOS管13、NMOS管14、反相器117、反相器118。其中NMOS管14的漏極與NMOS管18的源極連接，NMOS管14的源極接地。當輸入電源電壓VIN低于一定閾值時，放開驅動能力限制。當輸入電源電壓VIN降低，節點L1降低，從而節點L2升高，L3節點降低，而L4節點升高，最終將NMOS管14導通，從而將PMOS管11短路，K1信號所在節點的低電平拉到GND，放開了驅動能力限制。

本實施例中輸出參考電壓產生電路400包括依次串聯的電流源401、第一電阻R3和第二電阻R4，電流源401的電流輸入端接Vout1，第二電阻R4接地。

本實施例中，輸出紋波控制電路500包括第一運放501、第二運放502、第二電流源503、第三PMOS管20和第四NMOS管21，第一運放501的反相端的輸入信號為第一參考電壓VTH1，第二運放502的同相端的輸入信號為第二參考電壓VTH2；第一運放501的輸出端與第三PMOS管20的柵極連接，第三PMOS管20的源極與Vout1連接，第二運放502的反相端、第四NMOS管21的漏極、第一運放501的同相端和第二電流源503的電流輸入端連接；第二運放502的輸出端與第四NMOS管21的柵極連接，第四NMOS管21的源極及所述第二電流源503的電流流出端接地。當Vout_inter低于設定的VTH1時，PMOS管20導通，NMOS管21關斷，給負載充電；當Vout_inter高于設定的VTH2時，PMOS管20關斷，NMOS管21導通，從而給輸出放電；當VTH1<Vout_inter<VTH2時，PMOS管20關斷，NMOS管21關斷。

本實施例中輸出電壓斜率控制電路600包括第三運放601、第四PMOS管22、充電電流源602、放電電流源603、單刀雙擲開關604和斜率控制電容803，第四PMOS管22的源極與輸出紋波控制電路500的輸出端連接， 第三運放601的同相端及第四PMOS管22的漏極經電容Cload2接地，充電電流源602的電流輸入端接Vout1，放電電流源603的電流流出端接地，斜率控制電容803的一端接地，充電電流源602的電流流出端及放電電流源603的電流輸入端通過單刀雙擲開關604以擇一方式與斜率控制電容803的另一端及第三運放601的反相端連接。在上升沿時，通過充電電流源602給電容Cslew充電，控制節點L5的上升斜率，通過第三運放601和第四PMOS管22控制輸出電壓Vout2跟隨節點L5電壓。

雖然以上描述了本發明的具體實施方式，但是本領域的技術人員應當理解，這僅是舉例說明，本發明的保護范圍是由所附權利要求書限定的。本領域的技術人員在不背離本發明的原理和實質的前提下，可以對這些實施方式做出多種變更或修改，但這些變更和修改均落入本發明的保護范圍。