多路輸出反激變換器的制造方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及一種多路輸出反激變換器，更具體地說，涉及一種具有二次側穩壓控 制的多路輸出反激變換器。
【背景技術】
[0002] 多路輸出的反激變換器具有結構設計簡單、體積小、成本低等優勢，因而被廣泛應 用在中、低功率應用環境中。例如，目前大多數的消費類電源、工控輔助電源等均運用了多 路輸出反激變換器。
[0003] 如圖1所示，為現有常用的多路輸出反激變換器的電路原理圖，其至少包括：變壓 器T、輸入電路、第一輸出電路和第二輸出電路。其中，輸入電源經輸入電路將能量通過變壓 器T轉換傳輸給第一輸出電路和第二輸出電路輸出。輸出變壓器T至少具有一次側繞組化、 第一輸出繞組Tsl與第二輸出繞組Ts2 ;第一輸出回路作為主輸出回路（W下簡稱主路）， 第二輸出回路作為輔輸出回路（W下簡稱輔路）。輸入電路至少包括第二整流開關Q2、第 二PWM控制器91和反饋隔離單元92。輸入電源由電源供應端VIN接入一次側繞組化和第 二整流開關Q2的串聯電路，向一次側繞組化儲能，第二PWM控制器91則根據反饋隔離單 元92偵探的電壓信號控制第二整流開關Q2的導通狀態，由此形成電壓負反饋回路。第一 輸出電路至少包括第一整流元件Dl和第一濾波電容Cl,第一輸出繞組Tsl的能量通過該 第一整流兀件Dl與第一濾波電容連接至第一輸出端VOl輸出給第一負載Rl。第二輸出電 路，具有第二整流元件D2和第二濾波電容C2,該第二輸出繞組Ts2的能量通過該第二整流 元件D2與第二濾波電容C2連接至第二輸出端V02輸出給第二負載R2。圖中電流采樣、吸 收電路、供電電路等輔助電路部分已省略。
[0004] 由于該方案中，只有第一輸出電路即主路輸出作為電壓采樣反饋，雖然主路和輔 路的輸出電壓之比理論上應該等于對應繞組面數比，但是實際情況下第二輸出電路的輸 出電壓會受到兩個輸出電路所帶負載大小、整流濾波單元參數W及變壓器寄生參數（如漏 感、寄生電容等）的影響。所W導致該方案目前普遍存在的問題是：當主路輸出帶滿載輔路 輸出帶輕載時，輔路輸出電壓會漂高；當主路輸出帶輕載輔路輸出帶滿載時，輔路輸出電壓 會偏低。在大多數應用條件下，輔路輸出電壓的穩壓精度不高，交叉調整率較差。即使在保 證最小負載的情況下交叉調整率普遍能夠做到10%W下，但是很難達到5%W下，依然很 難滿足輔路輸出穩壓精度要求較高的應用場合。
[0005] 現有提高多路輸出反激變換器的輔路輸出穩壓精度的一種方案是使用低壓差線 性穩壓器（LDO)進行線性穩壓，如圖2所示。但是由于LDO輸入輸出之間需滿足一定壓差， 該方案必然降低了輔路輸出的轉換效率，而且如果輔路輸出負載較大，郝么LDO損耗較大 則必須考慮散熱問題。
[0006] 現有提高多路輸出反激變換器的輔路輸出穩壓精度的另一種方案是采用兩級功 率變換器，如圖3所示。第一級功率變換器采用常規多路輸出反激變換器電路，即一次側的 第二整流開關Q2的輸出占空比受控于反饋的二次側的電壓信號，二次側采用整流二極管 如第一整流元件Dl整流，主路反饋電壓信號實現穩壓，而輔路僅經整流二極管如第二整流 元件D2整流后濾波電容濾波；然后通過第二級功率變換器BUCK(降壓型）電路80降壓到 需要的輸出電壓值。其中第HPWM控制器81通過第二基準誤差放大電路82反饋的電壓信 號控制第H整流開關Q3。采用BUCK電路80的優勢在于，對比線性穩壓效率大幅提升，無 功功耗的散熱問題也可W得到較好得解決。但是也存在W下缺點：首先增加了第二級變換 器，引入了新的開關噪聲，電磁兼容性能變差；其次需要設計BUCK電感LI,同時增大多路輸 出反激變換器尺寸；增加的BUCK電路80增加了物料成本。
【發明內容】
[0007] 本發明要解決的技術問題在于，針對現有多路輸出反激變換器的輔路穩壓方法復 雜或效率低的缺陷，提供一種多路輸出反激變換器，采用更為簡單、高效的方式來滿足輔路 輸出高精度、低調整率的要求。
[0008] 本發明解決其技術問題所采用的技術方案是：構造一種多路輸出反激變換器，至 少包括：
[0009] 變壓器，具有一次側繞組、第一輸出繞組與第二輸出繞組；
[0010] 輸入電路，連接至所述一次側繞組，輸入電源通過該輸入電路向所述一次側繞組 儲能；
[0011] 第一輸出電路，具有第一整流元件和第一濾波電容，所述第一輸出繞組的能量通 過該第一整流元件與第一濾波電容整流輸出得到第一電壓信號；
[0012] 第二輸出電路，具有第二整流元件和第二濾波電容，所述第二輸出繞組的能量通 過該第二整流元件和第二濾波電容整流輸出得到第二電壓信號；
[0013] 所述第二輸出電路還包括；第一整流開關、第一基準誤差放大電路和第一PWM控 制器，所述第一整流開關設置于所述第二輸出繞組與第二濾波電容之間用于控制所述第二 輸出繞組的能量輸出，所述第一PWM控制器通過所述第一基準誤差放大電路偵探的第二電 壓信號控制所述第一整流開關的導通狀態W形成電壓型負反饋環。
[0014] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述輸入電路包括第二整流開關、 第二PWM控制器和反饋隔離單元，輸入電源通過所述一次側繞組和所述第二整流開關構成 的串聯電路向所述變壓器的一次側繞組儲能；所述第二PWM控制器根據所述反饋隔離單元 偵探的第一電壓信號控制所述第二整流開關的導通狀態。
[0015] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述第一PWM控制器偵探一同步信 號W確定所述第一整流開關的導通開始時刻，并根據所述第一基準誤差放大電路偵探第二 電壓信號后處理得到的反饋電壓，檢測達到輔路基準反饋電壓所對應的時刻后關斷第一整 流開關，W確定所述第一整流開關的驅動占空比。
[0016] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述同步信號為W下信號中的任意 一個；一次側繞組的端電壓、第一輸出繞組的端電壓/流過電流、第二PWM控制器發出的 PWM信號、第二整流開關的端電壓/流過電流和第二整流開關導通觸發信號。
[0017] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述第一整流開關的導通開始時刻 位于第二整流開關的導通期間。
[0018] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述第一輸出繞組和第二輸出繞組 為不同繞組。
[0019] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述第一輸出繞組和第二輸出繞組 為同一繞組，所述多路輸出反激變換器為單繞組雙路共地輸出。
[0020] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述第一整流開關為M0SFET。
[0021] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述第二整流元件和所述第一整流 開關的功能由所述第一PWM控制器控制的兩個反向串聯的同步整流MOSFET實現。
[0022] 在根據本發明所述的多路輸出反激變換器中，所述第一整流元件和第二整流元件 均為整流二極管。
[0023] 實施本發明的多路輸出反激變換器，具有W下有益效果；本發明的多路輸出反激 變換器通過在輸出電路中設置電壓型負反饋環，有效地控制了能量的傳輸，使得輔路的輸 出電壓也能保持高穩定精度；并且本發明的電路設計簡單，成本低，轉換效率高。
【附圖說明】
[0024] 下面將結合附圖及實施例對本發明作進一步說明，附圖中：
[00巧]圖1為現有常用的多路輸出反激變換器的電路原理圖；
[0026] 圖2是現有使用LDO進行穩壓的多路輸出反激變換器的電路原理圖；
[0027] 圖3是現有使用兩級功率變換器進行穩壓的多路輸出反激變換器的電路原理圖；
[0028] 圖4為根據本發明的多路輸出反激變換器的第一實施例的電路原理圖；
[0029] 圖5為根據本發明的多路輸出反激變換器的典型電流波形圖；
[0030] 圖6為根據本發明的多路輸出反激變換器的第二實施例的電路原理圖；
[0031] 圖7a-7d分別為圖6電路的S油er仿真波形圖；
[0032] 圖8為根據本發明的多路輸出反激變換器的第H實施例的電路原理圖。
【具體實施方式】
[0033] 為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，W下結合附圖及實施例，對 本發明進行進一步詳細說明。
[0034] 請參閱圖4,為根據本發明的多路輸出反激變換器的第一實施例的電路原理圖。女口 圖4所示，該實施例提供的多路輸出反激變換器至少包括；變壓器T、輸入電路、第一輸出電 路和第二輸出電路。其中，輸入電源經輸入電路將能量通過變壓器T轉換傳輸給第一輸出 電路和第二輸出電路輸出。輸出變壓器T至少具有一次側繞組化、第一輸出繞組Tsl與第 二輸出繞組Ts2 ;第一輸出回路作為主輸出回路（W下簡稱主路），第二輸出回路作為輔輸 出回路（W下簡稱輔路）。一次側繞組化連接電源供應端VIN，輸入電源通過位于一次側 的輸入電路向一次側繞組化儲能。第一輸出電路連接至第一輸出繞組Tsl,并且具有第一 輸出端VOlW產生第一電壓信號。第一輸出電路至少包括第一整流元件Dl和第一濾波電 容Cl,第一輸出繞組Tsl的能量經過該第一整流元件Dl與第一濾波電容Cl構成的整流濾 波電路輸出第一電壓信號給第一負載R1。在本實施例中第一整流元件Dl為整流二極管。 第二輸出電路連接至第二輸出繞組Ts2,并且具有第二輸出端V02W產生第二電壓信號。第 二輸出電路至少包括第二整理元件D2和第二濾波電容C2