反激變換器自舉型同步整流驅動電路的制作方法
【專利摘要】反激電源變換器采用變壓器驅動繞組實現自舉型同步整流驅動。包含原邊開關管、變壓器、自舉電路、驅動電路和同步整流器、輸出濾波電容。變壓器原邊繞組與原邊功率開關管在PWM信號驅動下，將輸入電源轉換為脈沖方式傳遞到副邊；副邊驅動繞組的輸出經過自舉電路，電壓得到提升，經由驅動電路驅使同步整流器工作；副邊主輸出繞組的輸出經過同步整流器后被濾波后得到輸出電壓。
【專利說明】
反激變換器自舉型同步整流驅動電路
所屬技術領域
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[0001]本專利涉及在反激電源變換器中如何用變壓器驅動繞組實現自舉型同步整流驅動電路。
【背景技術】
[0002]為了在電源變換器中為了降低功率損耗、提高轉換效率，采用同步整流是一個非常好的解決方案，尤其是對于低電壓、大電流應用。這是因為采用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)作為整流器件的電壓降遠低于相應的二極管器件。
[0003]反激變換器因為其電路結構簡單、適應寬輸入電壓范圍而被廣泛應用在中小功率變換器。與此相對應同步整流反激變換器中一樣隨之得到了廣泛應用。反激變換器中的副邊(輸出側)同步整流方案總的說來分為外部驅動、自驅動和混合驅動等三種。
[0004]外部驅動是指副邊開關管的驅動信號由原邊信號直接產生的，產生的方法可以通過變壓器、高速光耦、數字隔離器等各種隔離器件將PffM(Pulse Width Modulator)驅動信號從原邊傳遞到副邊，直接或者經過加強后再驅動副邊同步整流器件，圖1是這種方案典型結構。這種方案采用隔離器件104傳遞驅動信號，在用于輸出電流較大的場合，由于相應的副邊同步整流MOSFET (106)的Qg也較大，因此副邊需要有額外的驅動電路(105)加強驅動信號以快速開關同步整流M0SFET，減少開關過程中造成的損耗(亦稱開關損耗)；當輸出電壓幅度不適合用作驅動電壓時，驅動電路的工作電壓VCC需要額外變壓器繞組產生；原邊的高電平延時電路(101)用于防止原副邊MOSFET有共通的過程，保證當原邊主開關管MOSFET (102)導通時，副邊同步整流MOSFET已經關斷。為了保證對同步整流管足夠的驅動能力，副邊須有相應的輔助電源提供驅動電壓。
[0005]自驅動是指驅動信號直接取自于變壓器(202)的副邊的一個繞組并用其驅動副邊同步整流器件(206)，這個繞組通常就稱之為驅動繞組(Nd)，圖2是這種驅動方式的基本電路，變壓器至少包含原邊繞組(Np)、副邊輸出主繞組(Ns)和驅動繞組(Nd)三個繞組，定義Np與開關管102直接相連的一端為同名端。這種驅動方案簡單，副邊同步整流器件的高電平驅動信號幅值穩定，正比于驅動繞組和輸出繞組的變比、輸出電壓，等于Vout女Nd/Ns，驅動繞組即可滿足同步整流管的驅動能力要求。但是需要注意兩點，一是由于驅動電阻(203)在驅動電壓的正負電平時都在工作，因此損耗較高；二是由于驅動信號的負向電壓信號幅度為Vin * Nd/Np，在輸入電壓范圍很寬的時候，需要鉗位器件(205)進行負向鉗位，確保同步整流MOSFET (206)的不會因為負向的Vgs電壓較高而損壞，因此需要仔細權衡變壓器各繞組之間的變比，以減少鉗位電路工作時產生的損耗。由于只有當201原邊主開關管MOSFET開通后，202的Nd繞組電壓才會反向，因此206的關斷會滯后于201開通，存在原副邊同時導通過程現象(也稱共通過程)，由此也帶來了額外的功率損耗。
[0006]混合驅動是驅動副邊同步整流器件的信號被分為兩個部分，其中高電平取自于變壓器驅動繞組的輸出因其有足夠的驅動能力，而關斷信號由原邊PWM信號通過隔離器件傳遞到副邊進行控制，變壓器(303)至少包含原邊繞組(Np)、副邊輸出主繞組(Ns)和驅動繞組(Nd)三個繞組，具體如圖3。副邊同步整流MOSFET(308)的高電平驅動信號幅值穩定，等于Vout卡Nd/Ns ;而關斷信號由原邊控制(304、307)，由于高電平延時電路(301)的作用，當原邊的主開關管(302)導通時，副邊同步整流MOSFET已經關斷。因此原副邊兩側的MOSFET共通時間可控，可以達到兩者無共通過程，降低共通損耗；同時由于驅動電路串聯二極管(306)反向阻斷的作用，驅動繞組在處于負向電壓時不會被短路，同時使得驅動電阻(305)不會處于工作狀態、降低了其功耗；驅動電壓幅度只與輸出電壓相關，變壓器各繞組之間的變比容易設計，且無須有驅動用輔助電源。缺點是需要和外驅動一樣的隔離器件，電路較復雜。
[0007]在自驅動和混合驅動方案中，副邊同步整流MOSFET的驅動電壓幅度都是Vout卡Nd/Ns，而其負向電壓沒有被利用，甚至還會成為損耗的來源、或者影響變壓器各繞組之間變比的選擇、或者是需要設法規避的不利因素。
【發明內容】
[0008]本發明為反激變換器中使用的一種新型同步整流驅動電路，稱之為自舉型，通過充分利用驅動繞組在原邊MOSFET開通和關斷時產生的電壓，使得驅動電路設計簡單、有效和低功耗，降低變壓器驅動繞組匝數要求；結合混合驅動方式，可以解決原副邊共通問題。
[0009]反激變換器自舉型同步整流驅動電路由三個部分構成，分別為副邊驅動繞組、電壓自舉電路和驅動電路，原理框圖如圖4。圖4中，反激變壓器402包含原邊Np、副邊主輸出Ns和副邊驅動Nd等三個繞組，其原邊繞組Np與原邊功率開關管401在PffM信號驅動下，將輸入電源轉換為脈沖方式傳遞到副邊；副邊驅動繞組的輸出經過自舉電路403，電壓得到提升，經由驅動電路404驅使同步整流器405工作；副邊主輸出繞組Ns的輸出經過同步整流器后被406濾波后得到輸出電壓。
[0010]圖4電路的具體實現可以有多種方式，以下列舉幾種實現形式。
[0011]圖5中變壓器(502)副邊主輸出繞組Ns的同名端連接到同步整管508的源極(S-Source)，508的漏極(D-Drain)和Ns的異名端之間有輸出濾波電容509，509的兩端即為輸出電壓。
[0012]自舉電路構成如下:二極管505連接在Ns的同名端和驅動繞組Nd異名端之間，其中505的P極與Ns的同名端相連、N極與Nd的異名端相連；Nd的兩端連接有電容503和二極管504串聯電路，其中電容503 —端連接驅動繞組的同名端、504的N結連接在Nd的異名端。503和504的串聯節點為自舉電路的輸出。
[0013]驅動電路則由電阻506和NPN型三極管507構成。506的一端連接到自舉電路的輸出，另一端連接到508的柵極(G-Gate) ；507的集電極(C-Collector)連接到508的G極、發射機(E-Emitter)連接到508的S極，其基極連接到Nd的異名端。這個NPN型三極管也可以用N溝道的MOSFET替代。
[0014]當原邊MOSFET (501)導通時，Ns的同名端為負電壓、Nd的異名端為正電壓，507的be極導通，508的Vgs為零，508關斷。Nd兩端電壓為Vin * Nd/Np,由于504處于正向偏置，因此503兩端電壓為Vin * Nd/Np-Vfd，Vfd為504的正向PN結壓降，其中503與Nd同名端相連一側為低，與504的P極相連一側為高。雖然507的CE是導通的，但是由于沒有直接的電流回路，所以506沒有電流流過，在此期間也就不會產生功耗，508的GS兩端的電荷被507釋放。這樣507就構成了副邊同步整流驅動的關斷電路。
[0015]當501關斷時，Ns和Nd的同名端為正電壓，Nd的異名端為負電壓。由于505的正向鉗位作用，507的be極被反向偏置而關斷。Nd兩端的端電壓為Vout * Nd/Ns,由于504的反向截止作用，在503兩端得到一個幅值為Vin女Nd/Np-Vfd+Vout女Nd/Ns電壓，仍然是503與504的P極相連一側為高。503上的電壓通過506使得508導通。508的Vgs兩端電壓為由504?506構成的回路，因此為Vin * Nd/Np+Vout * Nd/Ns_2Vfd。這樣506電阻就構成了副邊同步整流驅動的開通電路。
[0016]以上所述，開通508的驅動電壓由于疊加了原邊開通時驅動繞組的端口電壓幅值，因此遠高于標準自驅型同步整流驅動電壓幅值。503電容在每次原邊開通時被驅動繞組經由504自行充電并把電壓幅度維持為Vin卡Nd/Np-Vfd，為此503被稱之為自舉電容。
[0017]如上所述，由于503、504和505的作用，此自舉型電路充分利用了 501導通和關斷時在Nd繞組上產生的電壓幅值，在同樣Nd繞組匝數的條件下，大幅提高了驅動電壓幅值；反之，針對合適的驅動電壓，設計時可以大幅減少Nd繞組的所需匝數。
[0018]在輸入電壓Vin范圍變化特別大的應用中，比如VinmaxNinmin的比率達到5倍，那么為了滿足在最低輸入時GS兩端有足夠的驅動電壓，又會導致在最高輸入電壓時驅動電壓超出器件規定的最大值。為此可以采用圖6所示的帶鉗位功能的驅動電路。圖6僅是在圖5基礎上做了小小的改動，增加了 NPN三極管610和齊納二極管611兩個器件，601?609對應于圖5的501?509。兩者的區別在于608的驅動不再由606、而是通過606、610和611共同完成，其中610的C極和606的一端連到自舉電路的輸出、610的E極連接到608的G極，610的B極、606的另一端和611的N極相連，611的P極連接到608的源極、同時也是Ns的同名端。在PffM電平為低時，如果603兩端電壓Vc (603)高于611的鉗位電壓Vz (611)時，610的發射極端即608的Vgs驅動電壓為Vz (611) -Vbe (610)，其中Vbe (610)為610的b、e的PN極電壓降；如果603兩端電壓低于611的鉗位電壓時，608的Vgs驅動電壓為Vc (603) -Vfd-Vbe (610)，Vfd是605的正向電壓降。這樣在輸入電壓Vin變化范圍很大的時候，不用擔心為了顧及低端輸入時的驅動電壓值、而導致高端輸入的Vgs超出器件限值。610也可以用N溝道MOSFET替換，當鉗位電路動作時，驅動電壓幅度為Vz (611) -Vth (610)，Vth(610)為510的閥值電壓。這樣副邊同步整流驅動的開通電路由606、610和611構成；而關斷電路過程和圖5 —樣，由607就完成。
[0019]為了解決自驅動方式原邊開通時存在的原副邊共通現象，在自舉型同步整流電路中加上外部關斷電路，即可以解決相關問題。圖7所示為在圖5基礎上的改進。其中701?709對應于501?509，增加了 710高電平延時電路和711隔離器。707的基極不再直接與Nd的異名端相連，而是由711來驅動。當PffM信號一旦變為高電平直接通過711關斷707、并在延時一段時間后才會開通701，這樣確保701和708之間不會同時導通。這樣副邊同步整流驅動的關斷電路由707、711就構成，開通電路由706構成。
[0020]圖7所示外部驅動關斷電路也可以和圖6所示電路相結合，達到驅動電壓被鉗位而且原副邊無共通現象。
[0021]以上示例電路副邊同步整流器件都是以高邊整流和N溝道MOSFET為例來說明，同樣可以很容易通過相應的變換應用到低邊N溝道同步整流、以及采用P溝道MOSFET作為同步整流器件的相應設計中。
【附圖說明】
[0022]圖1為反激變換器采用外部驅動方式的同步整流方案。
[0023]圖2為反激變換器采用自驅動方式的同步整流方案。
[0024]圖3為反激變換器采用混合驅動方式的同步整流方案。
[0025]圖4為本發明反激變換器自舉型同步整流方案原理框圖。
[0026]圖5為本發明反激變換器自舉型自驅動方式的同步整流方案。
[0027]圖6為本發明反激變換器帶有鉗位電路的自舉型自驅動方式的同步整流方案。
[0028]圖7為本發明反激變換器帶有外驅動關斷的自舉型同步整流方案。
【具體實施方式】
[0029]圖1為反激變換器采用外部驅動方式的同步整流方案。PffM驅動信號經過延時電路101驅動102原邊M0SFET，同時通過104隔離電路到達副邊，由105同步整流驅動電路驅動106副邊同步整流MOSFET。PffM處于高電平時，由于高電平延時電路的作用，在102導通時，106已經處于關斷狀態，因此102和106不會同時處于導通狀態；在？麗處于低電平時，102立即關斷，106也隨即導通，調整相應電路參數，可以確保102和106不會共通。103變壓器將功率從原邊傳遞到副邊，107為輸出濾波電容。
[0030]圖2為反激變換器采用自驅動方式的同步整流方案。PffM信號直接驅動201原邊M0SFET，變壓器(202)增加了一個繞組Nd。Nd的同名端輸出通過203電阻和205 二極管并聯電路驅動206副邊同步整流MOSFET，Nd的非同名端直接連到206的源極。207為輸出濾波電容。當201開通時，Nd同名端為負、非同名端為正，其端口電壓為Vin * Nd/Np，206因Vgs為負而關斷，由203和205構成的鉗位電路保證電壓不會超過206的Vgs限值。當201關斷時，Nd同名端為正，Nd端口電壓為Vout * Nd/Ns, 206開通。
[0031]圖3為反激變換器采用混合驅動方式的同步整流方案。PffM驅動信號經過高電平延時電路301驅動302原邊M0SFET，同時通過304隔離電路到達副邊，驅動307—控制副邊同步整流信號的MOSFET。當PffM為高電平時，由于301的延時，在302導通時，307預先已經導通，308副邊同步整流MOSFET的Vgs為零而處于關斷狀態，因此302和308不會同時導通；303變壓器的Nd繞組同名端為負電壓、連接308源極的非同名端為正，但是由于驅動電路306 二極管的反向截止作用，305驅動電阻不會有任何損耗。當PffM為低電平時，302和307都立即關斷，303變壓器的Nd繞組同名端為高電平、非同名端為負，端口電壓為Vout女Nd/Ns，通過305和306驅動308導通，因此302和308不會共通。309為輸出濾波電容。
[0032]圖4為本發明反激變換器自舉型同步整流方案原理框圖。包含原邊開關管401、變壓器402、自舉電路403、同步整流驅動電路404和同步整流器405、輸出濾波電容406。其原邊繞組Np與原邊功率開關管401在PffM信號驅動下，將輸入電源轉換為脈沖方式傳遞到副邊；副邊驅動繞組的輸出經過自舉電路403，電壓得到提升，經由驅動電路404驅使同步整流器405工作；副邊主輸出繞組Ns的輸出經過同步整流器后被406濾波后得到輸出電壓。
[0033]圖5為本發明反激變換器自舉型自驅動方式的同步整流方案。PffM信號直接驅動501原邊MOSFET ;二極管505連接在Ns的同名端和驅動繞組Nd異名端之間，其中505的P極與Ns的同名端相連、N極與Nd的異名端相連；Nd的兩端連接有電容503和二極管504串聯電路，其中電容503 —端連接驅動繞組的同名端、504的N結連接在Nd的異名端。506的一端連接在503和504的串聯結點，另一端連接到508的柵極(G-Gate) ；507的集電極(C-Collector)連接到508的G極、發射機(E-Emitter)連接到508的S極，其基極連接到Nd的異名端。變壓器502副邊主輸出繞組Ns的同名端連接到同步整流MOSFET (508)的源極(S-Source)，508的漏極(D-Drain)和Ns的異名端之間有輸出濾波電容509，509的兩端即為輸出電壓。當PWM信號為高電平時，501開通，Nd異名端為高電平使得507開通，508的Vgs為零而關斷，503兩端電壓為Vin * Nd/Np-Vfd，其中503與Nd同名端相連側為負，Vfd為504的正向導通壓降，由于沒有電流回路，506不消耗功率；當PWM信號為低電平時，501關斷，Nd同名端為高電平，507關斷，503兩端電壓為Vout女Nd/Ns+Vin女Nd/Np-Vfd,與Nd同名端相連側為正，通過506開通508。
[0034]圖6為本發明反激變換器帶有鉗位電路的自舉型自驅動方式的同步整流方案。圖中601?609對應于圖5的501?509，增加了 NPN型三極管610和齊納二極管611。610的C極和606的一端連到自舉電路的輸出、610的E極連接到608的G極，610的B極、606的另一端和611的N極相連，611的P極連接到608的源極、同時也是Ns的同名端。當PffM為高電平時，由于Nd異名端為高電平，607導通，608的Vgs為零而關斷；iPWM為低電平時，603 兩端電壓 Vc (603)為 Vout * Nd/Ns+Vin * Nd/Np-Vfd，當這個電壓低于 Vz (611)時，610的E極電壓即608的Vgs為Vc (603)-Vfd-Vbe (610)，Vfd為二極管605的正向導通壓降；如果Vc (603)電壓高于Vz (611)時，610的E極電壓即808的Vgs為Vz (611)-Vbe (610)，而不受Vin的變化而影響。
[0035]圖7為本發明反激變換器帶有外驅動關斷的自舉型同步整流方案。701?709對應于圖5的501?509，增加了 710和711電路。相應的連接變化有，PffM信號經過710高電平延時電路后驅動701原邊MOSFET ；707的基極有711隔離器驅動。當PffM信號為高電平時，707將立即開通，708的Vgs為零而關斷，而701會延時開通，因此701和708無共通，703兩端電壓為Vin * Nd/Np-Vfd，其中703與Nd同名端相連側為負，Vfd為704的正向導通壓降，由于沒有電流回路，706不消耗功率；iPWM信號為低電平時，701、707立即關斷，Nd同名端為高電平，703兩端電壓為Vout * Nd/Ns+Vin * Nd/Np-Vfd，與Nd同名端相連側為正，通過706開通708。
【主權項】
1.反激變換器自舉型同步整流驅動電路， a)變壓器至少包含原邊、副邊輸出、副邊驅動等三個繞組。 b)自舉型同步整流驅動電路由副邊驅動繞組、自舉電路和驅動電路構成。2.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利I所述的自舉電路構成為:一個二極管連接在的副邊輸出繞組的同名端和副邊驅動繞組異名端之間，此二極管的P極與副邊輸出繞組的同名端相連、N極與副邊驅動繞組的異名端相連；副邊驅動繞組兩端連接有電容和二極管串聯電路，其中電容的一端連接到驅動繞組的同名端、二極管的N極連接到驅動繞組的異名端，電容和二極管串聯節點為自舉電路的輸出。3.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利I所述的驅動電路由開通電路和關斷電路構成。4.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利3所述的驅動電路的開通電路為一個電阻連接在自舉電路的輸出和副邊同步整流MOSFET的柵極。5.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利3所述的驅動電路中的開通電路可以由NPN型三極管、電阻和齊納二極管構成的鉗位電路構成。其中NPN型三極管的集電極和電阻的一端連接到自舉電路的輸出，NPN型三極管的基極、電阻的另一端和齊納二極管的N極連在一起，NPN型三極管的發射極連接到副邊同步整流MOSFET的柵極，齊納二極管的P極連接到副邊同步整流MOSFET的源極。所述的NPN型三極管可以用N溝道MOSFET替換。6.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利3所述的驅動電路中的關斷電路由一個NPN型三極管構成。三極管的基極連接到副邊驅動繞組的異名端，集電極連接到副邊同步整流MOSFET的柵極，發射極連接到副邊同步整流MOSFET的源極。這個NPN型三極管可以用N溝道MOSFET替代。7.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利3所述的驅動電路中的關斷電路由一個NPN型三極管和外部驅動關斷電路構成。三極管的基極連接到外部關斷電路的輸出，集電極連接到副邊同步整流MOSFET的柵極，發射極連接到副邊同步整流MOSFET的源極。這個NPN型三極管可以用N溝道MOSFET替代。8.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利7所述外部驅動關斷電路與PffM信號、原邊驅動信號之間的關系如下:PWM信號無延時經過外部驅動關斷電路關斷副邊同步整流M0SFET，經過高電平延時電路之后驅動原邊M0SFET，從而確保副邊同步整流MOSFET先關斷、原邊MOSFET后開通而沒有原副邊共通過程。9.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利I所述的副邊同步整流MOSFET可以用N溝道器件也可以是P溝道器件。10.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利5所述NPN型三極管電路可以用相對應的PNP型三極管電路構成。11.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利6所述NPN型三極管電路可以用相對應的PNP型三極管電路構成。12.根據反激變換器自舉型同步整流驅動電路權利7所述NPN型三極管或者N溝道MOSFET電路可以用相對應的PNP型三極管或者P溝道MOSFET電路構成。
【文檔編號】H02M7/217GK105896987SQ201510130019
【公開日】2016年8月24日
【申請日】2015年3月24日
【發明人】喬宗標
【申請人】上海英聯電子系統有限公司, 喬宗標