本發明涉及集成電路，具體涉及一種高精度模數轉換器的參考電壓緩沖電路及其校準方法。
背景技術：
1、在高精度信號鏈轉化過程中，通常需要先確定數據轉換器的基準電壓，以便于連接數字碼值和真實環境中物理量之間的對應關系。尤其在高精度測量領域，準確且穩定的基準電壓是高精度模數轉換過程中獲得準確模擬信號的前提條件。在模數轉換器(analogdigital?converter，adc)中，為獲得較大的adc輸入范圍以及滿足快速的信號建立和轉換，基準電壓通常需要后接緩沖器以實現基準電壓的放大和提供較強的驅動能力，由緩沖器輸出的電壓將作為模數轉換器的新基準電壓，該輸出電壓同樣需要達到基準電壓的精度、穩定性等性能指標。然而，由于adc的參考電壓的性能通常會影響模數轉換過程中增益誤差、噪聲以及動態誤差，加之在許多信號鏈的應用中信號對增益誤差或噪聲誤差的變化很敏感，因此信號鏈中的參考輸出電壓通常要求是數據轉換器可用的最精確電壓。為滿足上述對參考電壓的要求，通常要求對緩沖器輸出電壓的直流誤差進行校準，以實現對基準電壓精確的放大；同時需要消除或減小非理想因素比如失配、溫漂的影響以達到基準電壓的性能；在此基礎上還需考慮該緩沖電路的成本，包括量產測試成本以及芯片面積的成本。
2、參見圖1，圖1為傳統的用于高精度模數轉換器的緩沖電路，其包括運算放大器(operational?amplifier，opa)、共源極pmos晶體管mp1以及由電阻分壓構成的負反饋網絡。opa的負向輸入端接基準電壓信號vbg，基準電壓vbg為帶隙基準(bandgap?reference)電路產生的低溫漂、高精度的電壓。opa的輸出端接共源極pmos晶體管mp1的柵極，共源極pmos管的漏端通過串聯電阻r1、r2接地，且電阻r1、r2的分壓反饋到opa的正向輸入端，形成負反饋環路。根據運算放大器的虛短虛斷特性以及負反饋網路特性，可得該緩沖電路的輸出電壓vref為：
3、
4、其中，電阻r1為變值電阻，通過調整電阻r1的大小實現輸出電壓vref的調節。
5、參見圖2，在高精度模數轉換器應用中，通常要求參考電壓具有很高的精度，從而保證輸入信號經過模數轉換后的碼值表征準確的輸入值，圖二為在上述緩沖電路的基礎上通過對電阻r1的阻值進行數字化調節從而對其輸出的參考電壓進行修調的校準電路。其中，電阻r1為電阻r0和k個電阻rs串聯組成，其中每個電阻rs并聯一個互補金屬氧化物半導體(complementary?metal?oxide?semiconductor，cmos)開關管，開關管通過t(1)～t(k)的信號控制。若忽略cmos開關管的阻抗，可得該校準電路的電阻r1：
6、r1＝r0+k*rs????????(2)
7、將式(2)代入式(1)可得：
8、
9、通過調節溫度計碼t(1)～t(k)的值來實現vref的線性修調。由式(3)可知，線性修調的精度r為：
10、
11、對于高精度的參考電壓，其精度要求為小于0.05％，因此修調的精度至少要達到0.025％。舉個例子，假設adc的參考電壓vref為3v，基準電壓vbg為1.2v，帶入式(4)可得：
12、
13、接著，將式(1)和(5)代入式(3)可得r0≈2400rs。為了減小電阻溫漂影響以及獲得良好的匹配，r0、r2、rs通常做成具有相同的根電阻，若取rs為最小的根電阻，則整個修調網絡需要至少4000個rs組成，此時由于電阻修調網絡的面積與rs的面積成正比，因此其消耗的芯片面積大。
14、進一步的，考慮到校準電路中與rs并聯的cmos開關并非理想的開關，其存在等效的導通阻抗，得到修正后緩沖電路的實際輸出電壓為：
15、
16、其中，n為溫度計編碼的位寬，k為溫度計編碼的碼值，rsw為開關導通電阻，rsw的大小是個隨溫度以及電壓變化的量。
17、可見，由于cmos開關受襯底偏置效應的影響，其等效導通阻抗隨源極電壓的變化而變化，因此導致實際上修調變化值與電阻rs成非線性關系，即緩沖電路的輸出電壓vref修調非線性。因此，由式(6)可知，為達到輸出電壓vref的線性修調以便簡化校準流程和時間，需設計cmos開關管的等效導通電阻rsw遠小于rs的值。這就要求cmos開關的寬長比超級大或者電阻rs的長度極大，從而需要更多的芯片面積，進一步增加成本；同時，為保證rs之間的失配較小，同樣需要增大rs的尺寸，使得消耗的芯片面積進一步增加；此外，由于開關導通電阻rsw的溫漂系數與電阻r2的溫漂系數不同，其比值不能相互抵消，從而導致輸出電壓vref的溫度穩定性變得更差。
18、基于上述情況，若采用低成本的兩點校準方法將會出現較大偏差，所述的兩點校準方法為在量產測試中，通過配置兩次校準碼并獲得輸出緩沖電壓的兩次測量值，就能通過線性特性計算出目標值所需要配置的校準碼值，其相比于二分法以及遍歷法可節省量產測試時間，降低成本。
19、綜上，現有技術的缺點為：
20、1、非修調電阻r0、r2與修調電阻rs的比值大，消耗的芯片面積大，成本高。
21、2、校準電路中與修調電阻rs并聯的數控cmos開關存在等效阻抗，并隨信號變化，導致修調非線性，不適用于兩點校準的低成本校準方案。
22、3、大比例電阻之間存在較大失配，需要增加電阻尺寸，成本進一步增加。
23、4、溫度計碼修調的控制邏輯復雜，需要二進制碼轉溫度計碼的邏輯電路。
24、因此，需要一種能夠確保修調的線性度、降低電阻面積、適用于低成本兩點校準需求且邏輯控制電路簡單的參考電壓緩沖電路及其校準方法。
技術實現思路
1、本發明提供的一種高精度模數轉換器的參考電壓緩沖電路及其校準方法，主要用于解決現有參考電壓緩沖電路的電阻修調網絡的面積大、修調非線性、無法適用低成本兩點校準方法等問題，從而達到能夠確保修調的線性度、降低電阻面積、適用于低成本兩點校準需求且邏輯控制電路簡單的效果。
2、本發明通過以下技術方案來實現上述目的：
3、一種高精度模數轉換器的參考電壓緩沖電路，包括：
4、第一運算放大器、第一驅動管以及分壓電路，所述第一運算放大器的反相輸入端接入基準電壓，其輸出端與所述第一驅動管的柵極連接，所述第一驅動管的輸出端用于輸出參考電壓，并通過所述分壓電路分壓后由第一分壓節點反饋連接至所述第一運算放大器的同相輸入端。
5、還包括第二級負反饋電路和電流修調電路，所述第二級負反饋電路包括第二運算放大器、第二驅動管，所述第二運算放大器的同相輸入端與所述第一分壓節點連接，其反相輸入端與所述分壓電路的第二分壓節點連接；所述電流修調電路包括若干第三驅動管、若干開關，若干所述第三驅動管與所述第二驅動管的柵極均連接至所述第二運算放大器的輸出端，其源極均接地；所述第二驅動管的漏極反饋連接至所述第二運算放大器的同相輸入端，每一所述第三驅動管的漏極均通過一所述開關連接至所述第一分壓節點。
6、其中，所述第二驅動管與若干所述第三驅動管之間的寬長比呈線性關系。
7、其中，若干所述開關均輸入邏輯控制信號，用于根據所述邏輯控制信號控制開關狀態從而實現所述參考電壓的線性校準。
8、進一步的方案是，所述第一驅動管采用pmos管，所述第二驅動管及若干所述第三驅動管均采用nmos管。
9、進一步的方案是，所述分壓電路包括串聯連接的第一電阻、第二電阻和第三電阻，所述第一電阻的一端與所述第一驅動管的輸出端連接，另一端與所述第二電阻之間的連接點為所述第一分壓節點，所述第三電阻一端與所述第二電阻之間的連接點為第二分壓節點，其另一端接地。
10、進一步的方案是，所述第二反饋電路還包括第四電阻和第五電阻，所述第二運算放大器的同相輸入端通過所述第四電阻連接至所述第一分壓節點，其反相輸入端通過所述第五電阻連接至所述第二分壓節點。
11、進一步的方案是，若干所述第三驅動管的尺寸按照比例系數等比增大，并分別通過與其串聯的所述開關依次連接至所述第一分壓節點從而構成并聯網絡。
12、其中，所述比例系數根據目標修調范圍確定。
13、進一步的方案是，設所述第二驅動管的寬長比是所述并聯網絡中尺寸最小的所述第三驅動管長寬比的m倍，則電流修調精度r為：
14、
15、其中，vbg為所述基準電壓，vref為所述參考電壓，r1～r4分別為第一電阻～第四電阻的電阻值。
16、進一步的方案是，所述邏輯控制信號采用二進制編碼，所述參考電壓為：
17、
18、其中，k為所述二進制編碼的碼值。
19、進一步的方案是，所述第一電阻、第二電阻、第三電阻、第四電阻及第五電阻的電阻值根據同一個根電阻按照不同的比例系數確定。
20、進一步的方案是，以所述第二電阻為根電阻，根據所述修調范圍確定第一電阻和第三電阻的阻值，根據電路的最佳電阻數量確定第四電阻的阻值，根據所述第二反饋電路的阻抗適配率確定第五電阻的阻值。
21、一種高精度模數轉換器的參考電壓緩沖電路的校準方法，應用于所述的一種高精度模數轉換器的參考電壓緩沖電路，包括：
22、s1：根據目標參考電壓的精度確定修調精度，并獲得關于所述修調精度的電路關系式。
23、s2：輸入第二驅動管與第三驅動管的寬長比關系、基準電壓、所述參考電壓及修調精度值至所述電路關系式，獲得第一電阻至第四電阻之間的電阻關系式。
24、s3：選擇根電阻，并根據目標修調范圍、所述根電阻及電阻關系式確定第一電阻至第四電阻的電阻值以及電流修調電路中第三驅動管的數量。
25、s4：采用兩點校準法配置二進制編碼，并根據所述二進制編碼控制相應的開關動作，從而對第一驅動管輸出的參考電壓進行線性校準。
26、由此可見，本發明具有以下有益效果：
27、1、本發明通過二進制編碼控制開關狀態，從而控制從驅動管mp0流過電阻r1的電流等比例變化，使得第一電阻兩端的電壓變化值隨開關s1～sj信號線性變化，從而達到對輸出參考電壓的線性校準；并通過設計第二負反饋電路及分壓電路中電阻的線性關系，使本發明與傳統電路相比在達到相同的修調精度需求的前提下總電阻大大減少，達到了在確保修調的線性度的同時大幅縮減芯片面積、降低成本的效果。
28、2、本發明各電阻可以通過取相同的根電阻來確定，使得由電阻引起的隨溫度、工藝角偏差導致的電阻值偏移可以相互抵消，實現參考電壓與基準電壓達到同等級的精度和穩定性。
29、3、本發明根據第四電阻的阻值和第二反饋電路的阻抗適配率確定第五電阻的阻值，避免了大比例電阻之間存在較大失配需要增加電阻尺寸，進一步減小了總電阻，從而進一步縮減了芯片面積、降低成本。
30、4、本發明的電阻值可以根據修調范圍靈活選取，電流修調網絡中電流鏡個數也可根據修調范圍靈活選取，提高了電路的靈活性和適用性。
31、5、本發明通過二進制編碼進行邏輯控制極大簡化了控制電路，控制邏輯簡單且使控制電路的面積遠小于相同位寬的溫度計編碼電路，進一步縮減了芯片面積并降低了成本。
32、6、本發明參考電壓的修調線性度由第二驅動管mn0與驅動管mn1～mnj構成的電流鏡的線性度決定，可以使用常規的版圖布局匹配手段達到較高的線性度，以滿足芯片量產上低成本的兩點校準需求，相比采用傳統的二分法以及遍歷法可節省量產測試時間、降低成本。
33、下面結合附圖和具體實施方式對本發明作進一步詳細說明。