穩壓電荷泵裝置的制作方法

本實用新型涉及集成電路設計技術領域，尤其涉及一種穩壓電荷泵裝置。

背景技術：

目前電荷泵電路被普遍應用于TFT-LCD領域，電荷泵電路是一種 DC-DC電路，可以將低的輸入電壓經過倍壓來產生高的輸出電壓，從而給對工作電壓要求較高的模塊提供電源。為了降低成本，電荷泵電路所需的外置電容已逐步由內置電容所替代。為了最大化利用芯片內部的面積，需要采用多個電荷泵電路分布在LCD驅動芯片的各處，形成分布式電荷泵電路的結構。盡管如此，有限的電容大小以及寄生電阻因素等的影響會大大降低電荷泵電路的效率，因此，如何提高電荷泵電路的充電效率成為設計關鍵之處。

技術實現要素：

本實用新型的目的在于提供一穩壓電荷泵裝置，解決現有技術中電荷泵電路效率低的技術問題。

為了解決上述技術問題，本實用新型提供一種穩壓電荷泵裝置，包括：

多個并聯的電荷泵電路，每個所述電荷泵電路的輸出端相連，并連接至一分壓模塊；

低阻抗充電通路，所述低阻抗充電通路的一端連接所述分壓模塊，另一端分別通過一開關單元連接至各個電荷泵電路的輸入端；

高阻抗充電通路，所述高阻抗充電通路的一端連接所述分壓模塊，另一端通過一電壓調節模塊分別連接至各個電荷泵電路的輸入端。

可選的，所述低阻抗充電通路包括一比較器，所述比較器的一輸入端連接所述分壓模塊，另一輸入端連接第一參考電壓，輸出端依次連接各個開關單元的控制端。

可選的，所述開關單元為第一PMOS晶體管，所述第一PMOS晶體管的源極連接工作電源，漏極連接所述電荷泵電路的輸入端，柵極連接所述比較器的輸出端。

可選的，所述高阻抗充電通路還包括一運算放大器，所述運算放大器的一輸入端連接所述分壓模塊，另一輸入端連接第二參考電壓，輸出端通過所述電壓調節模塊依次連接各個電荷泵電路的輸入端。

可選的，所述電壓調節模塊為第二PMOS晶體管，所述第二PMOS 晶體管的源極連接工作電源，漏極連接各個電荷泵電路的輸入端，柵極連接所述運算放大器的輸出端。

可選的，所述第一參考電壓低于所述第二參考電壓。

可選的，所述分壓模塊為一電阻，所述電阻的第一端連接所述電荷泵電路的輸出端，第二端連接地端，第三端連接所述比較器的正輸入端及所述運算放大器的正輸入端，所述第三端和所述第一端之間電阻與所述第三端和所述第二端之間的電阻為一預設比例系數。

可選的，當所述電荷泵電路輸出端的電壓低于所述第一參考電壓× (1+預設比例系數)，各個開關單元導通，所述工作電源通過低阻抗充電通路對各個電荷泵電路充電。

可選的，當所述電荷泵電路輸出端的電壓高于所述第一參考電壓× (1+預設比例系數)，各個開關單元斷開，所述工作電源通過所述高阻抗充電通路對各個電荷泵電路充電，所述電荷泵電路的輸出端的電壓為第二參考電壓×(1+預設比例系數)。

相對于現有技術，本實用新型的穩壓電荷泵裝置及其控制方法具有以下有益效果：

本實用新型中，當所述電荷泵電路的輸出端的電壓低于第一參考電壓×(1+預設比例系)，各個開關單元導通，所述工作電源通過低阻抗充電通路直接對各個電荷泵電路充電，此時充電電流較大，電荷泵電路的充電速度快、效率高、電源損耗低。當所述電荷泵電路的輸出端的電壓高于第一參考電壓×(1+預設比例系數)，各個開關單元斷開，工作電源通過高阻抗充電通路中的電壓調節模塊對各個電荷泵電路充電，所述電荷泵電路的輸出端的電壓逐漸穩定在第二參考電壓×(1+預設比例系數)，此時充電電流較小、功耗低，并達到穩壓的目的。

附圖說明

圖1為本實用新型一實施例中穩壓電荷泵裝置的電路示意圖；

圖2為本實用新型一實施例中改進的穩壓電荷泵裝置的電路示意圖；

圖3為本實用新型一實施例中低阻抗充電通路的電流通路；

圖4為本實用新型一實施例中充電電流與電壓之間的關系曲線；

圖5為本實用新型一實施例中高阻抗充電通路的電流通路。

具體實施方式

由于驅動電路一般使用中壓器件，其耐壓值較小，因此電荷泵電路不能工作在無穩壓狀態下，以免超出耐壓范圍，使器件受損。因此，本專利的實用新型人提出了圖1中所示的電荷泵裝置，其原理為：將電荷泵電路 CP的輸出電壓V_OUT進行電阻串R1、R2分壓，并將該分壓與運算放大器 AMP的參考電壓VREF進行比較，通過運放放大器AMP的輸出電壓動態調節功率管M0的導通電阻，從而產生一個受控的輸入電源V_IN，輸入電源V_IN輸入到各個電荷泵電路CP1、CP2、……、CPN，最終達到穩壓的目的。通過設置合適的分壓電阻R1、R2和參考電壓VREF的值，即可以得到理想的輸出電壓值V_OUT，V_OUT＝VREF×(1+R1/R2)。然而，實用新型人發現雖然該電荷泵裝置能達到穩壓的作用，但是也存在嚴重的缺點：

1、由于各個電荷泵單元CP1、CP2、……、CPN分布在芯片各處，輸入電源V_IN需要走長線，因此會引入相當大的走線電阻R_P；

2、由于穩壓是通過調節功率管M0的導通電阻來實現的，因此隨著電荷泵電路輸出端電源V_OUT的上升，功率管M0的導通電阻R_M0也會不斷的增加；

電荷泵在驅動負載時會從工作電源VCI上抽取較大的電流I_IN，該電流I_IN流過走線電阻R_P和功率管M0的導通電阻R_M0會產生很大的壓降，使電荷泵電路的實際輸入電源V_IN遠小于理想的電源VCI，從而嚴重影響電荷泵裝置的效率。

為了解決上述技術問題，實用新型人經過研究，提出了本實用新型中改進的穩壓電荷泵裝置。本實用新型改進的電荷泵裝置中，將電荷泵裝置的輸出電壓V_OUT經過電阻串分壓，分別通過一條高阻抗充電通路和一條低阻抗充電通路的兩條支路對電荷泵電路進行充電，通過開關單元切換兩條通路充電，將電荷泵電路的工作過程分為兩部分，在大電流充電階段使用低阻抗充電通路，降低電源損耗，提高電荷泵的效率，在小電流充電階段使用高阻抗充電通路，實現穩壓輸出作用，從而使電荷泵裝置在穩壓輸出的基礎上，提高電荷泵效率，降低電流消耗。

為使本實用新型的上述目的、特征和優點能夠更為明顯易懂，以下結合附圖對本實用新型的穩壓電荷泵裝置進行詳細描述。

參考圖2中所示，本實用新型提供的穩壓電荷泵裝置包括：多個依次連接的電荷泵電路CP、開關單元10、分壓模塊20、比較器30、運算放大器40及功率調節器50。其中，開關單元10和比較器30形成低阻抗充電通路，運算放大器40和功率調節器50分別形成高阻抗充電通路，兩條充電通路分別對電荷泵電路10進行充電。

具體的，參考圖2所示，低阻抗充電通路中，所述開關單元10的一端連接工作電源VCI，另一端連接所述電荷泵電路CP的輸入端，每個所述電荷泵電路CP的輸出端相連，并連接至所述分壓模塊20。所述比較器30的一輸入端連接所述分壓模塊20，另一輸入端連接第一參考電壓 VREF1，輸出端依次連接各個開關單元10的控制端。本實用新型中，通過控制開關單元10的導通，控制低阻抗充電通路的導通，使得工作電源 VCI直接對電荷泵電路CP充電。具體的，比較器30用于根據第一參考電壓VREF1與電荷泵電路輸出端電源VOUT的電壓控制各個開關單元10 的導通或斷開，控制該低阻抗充電通路的導通或斷開。

繼續參考圖2所示，本實施例中，所述開關單元10為MOS晶體管，例如，開關單元10為第一PMOS晶體管M11、M12、……、M1N，所述第一PMOS晶體管M11、M12、M13、……、M1N的源極連接所述工作電源VCI，漏極連接所述電荷泵電路CP1、CP2、……、CPN的輸入端，柵極連接所述比較器30的輸出端。當然，本實用新型的其他實施例中，所述開關單元還可以為NMOS晶體管或其他開關電路，只要能夠根據需要控制電阻的開關，亦在本實用新型保護的思想范圍之內。

此外，需要說明的是，本實用新型中將開關單元10與電荷泵電路CP 設置在驅動芯片中相鄰近的位置，使得開關單元10與電荷泵電路CP之間寄生阻抗很小，從而比較器30與開關單元10形成低阻抗充電通路，使得低阻抗充電通路中工作電源VCI對電荷泵電路CP充電過程中，工作電源VCI直接對電荷泵電路CP充電，其充電電流較大，充電時間快，降低電源的功耗。

本實用新型中，參考圖2中所示，所述分壓模塊20為一電阻，所述電阻20的第一端連接所述電荷泵電路的輸出端V_OUT，第二端連接地端 VSS，第三端連接所述比較器30的正輸入端及所述運算放大器40的正輸入端，所述第三端和所述第一端之間電阻為第一電阻R1，所述第三端和所述第二端之間的電阻為第二電阻R2，第一電阻R1和第二電阻R2之間的比值為一預設比例系數R1/R2。可以理解的是，第一電阻R1和第二電阻R2用于對電荷泵電路的輸出端電壓V_OUT進行分壓，使得比較器30或運算放大器40可以采用較小的參考電壓與電荷泵電路的輸出端電源V_OUT進行比較，降低電路設計的難度。

繼續參考圖2所示，在高阻抗充電通路中，所述運算放大器40的一輸入端連接所述分壓模塊20，另一輸入端連接第二參考電壓VREF2，輸出端通過一電壓調節模塊50依次連接各個電荷泵電路CP的輸入端。本實施例中，所述電壓調節模塊50為一第二PMOS晶體管M0，所述第二 PMOS晶體管M0的源極連接所述工作電源VCI，漏極連接各個電荷泵電路CP的輸入端，柵極連接所述運算放大器40的輸出端。需要說明的是，由于運算放大器自身的導通電阻R_M0以及走線電阻R_P的存在，使得運算放大器40與電壓調節模塊50形成高阻抗充電通路，其阻抗遠大于低阻抗充電通路的阻抗值，影響電荷泵電路CP的充電效率。

本實施例中，通過設置所述第一電阻R1和第二電阻R2之間的比例系數，以及第一參考電壓VREF1和第二參考電壓VREF2的數值，可以分別采用低阻抗充電通路和高阻抗充電通路對電荷泵電路進行充電，控制電荷泵電路的充電過程。以下結合圖3～圖5對本實用新型的電荷泵裝置的工作原理進行說明。例如，設置所述第一參考電壓VREF1低于所述第二參考電壓VREF2，使得比較器30優先于運算放大器40輸出低電位，使得電荷泵電路10中的開關單元10導通，工作電源直接對電荷泵電路 CP充電，提高充電的效率，降低電源損耗。

具體的，參考圖3和圖4所示，在第一時間段t1內，當所述電荷泵電路的輸出端的電壓V_OUT低于第一參考電壓×(1+預設比例系數)時，即 V_OUT小于VREF1×(1+R1/R2)，使得比較器30輸出低電位，第一PMOS 晶體管P1的柵極為低電位，第一PMOS晶體管M11、M12……均導通，從而各個開關單元10導通，所述工作電源VCI對各個電荷泵電路CP充電。此時，各個充電開關單元10導通，產生的局部電源通路為低阻抗充電通路，各條通路上的電流I_IN1、I_IN2、I_IN3、……I_INN之和為I_IN。電荷泵電路的輸出電壓V_OUT與消耗電流I_IN隨時間變化的曲線如圖4中實線所示，可以看出這個階段I_IN處于大電流狀態，通過低阻抗充電通路充電可以大幅下降電源損耗，從而加速輸出電壓V_OUT上升，提高電荷泵的效率。

此外，需要說明的是，在第一時間段t1內，所述電荷泵電路的輸出端的電壓V_OUT低于第二參考電壓×(1+預設比例系數)，即V_OUT小于 VREF2×(1+R1/R2)，使得運算放大器40輸輸出低電位，第二PMOS晶體管M0導通，使得高阻抗充電通路同時導通。然而，由于走線電阻R_p與第二PMOS晶體管M0的導通電阻R_M0的存在，使得電荷泵電路主要通過低阻抗充電通路充電，而不采用高阻抗充電通路進行充電。

參考圖4和圖5所示，在第二時間段t2內，當所述電荷泵電路的輸出端的電壓高于第一參考電壓×(1+預設比例系數)，V_OUT大于VREF1× (1+R1/R2)，使得比較器30輸出高電位，第一PMOS晶體管M11、 M12……均關閉，各個開關單元10斷開，低阻抗充電通路關閉，使得工作電源VCI通過所述電壓調節模塊向電荷泵電路CP充電，電荷泵電路的輸出電壓V_OUT與消耗電流I_IN隨時間變化的曲線如圖4中虛線所示，并且，從圖2中可以看出，所述第二時間段t2內的充電電流小于所述第一時間段t1內的充電電流，所述電荷泵電路的輸出端的電壓穩定在第二參考電壓×(1+預設比例系數)，從而高阻抗充電通路中的充電電流較小、功耗低，并達到穩壓的目的。

綜上所述，本實用新型提供電荷泵裝置中，在原有高阻抗充電通路的基礎上增加一條低阻抗充電通路，通過開關單元切換兩條通路充電，將電荷泵電路的工作過程分為兩部分，在大電流階段使用低阻抗充電通路，降低電源損耗，提高電荷泵的效率，在小電流階段使用高阻抗充電通路，實現穩壓輸出作用，從而使電荷泵裝置在穩壓輸出的基礎上，提高電荷泵效率，降低電流消耗。

本實用新型雖然已以較佳實施例公開如上，但其并不是用來限定本實用新型，任何本領域技術人員在不脫離本實用新型的精神和范圍內，都可以利用上述揭示的方法和技術內容對本實用新型技術方案做出可能的變動和修改，因此，凡是未脫離本實用新型技術方案的內容，依據本實用新型的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬于本實用新型技術方案的保護范圍。