專利名稱：高頻放大器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種高頻放大器，對尺寸不同的兩個放大元件進行并 聯連接，按照輸出功率的大小對放大元件進行切換，特別涉及一種輸
出匹配電路，無論輸出功率大小的任何情況下都匹配為特性阻抗(50 歐姆)，使從兩個放大元件的輸出側的連接點看截止(OFF)的放大 元件的阻抗提高。
背景技術：
高頻放大器一般具有隨著輸出電平趨近于飽和電平而效率增高 的特性。反言之，存在輸出電平低時效率低的問題。例如，在具有寬 動態范圍的輸出功率的系統中使用了高頻放大器時，由于低輸出時的 效率降低，所以提高低輸出時的效率成為課題。
現有的高頻放大器，例如，像非專利文獻l的高頻放大器這樣對 尺寸不同的放大器進行并聯連接，并以當輸出電平大時使大尺寸的放 大器動作、當輸出電平小時使小放大器動作的方式，按照輸出電平對 放大器進行切換，從而致力于提高低輸出時的效率。
另外，在專利文獻l中，作為對放大器的尺寸進行切換的方法， 使用由晶體管構成的開關。
另外，在專利文獻2中，公開了一種輸出匹配電路，對放大器進 行了切換時，放大器的輸出阻抗在任何情況下都被匹配為特性阻抗50 歐姆(Q )。
另外，在專利文獻3中，公開了通過控制放大器的集電極電壓來 提高低輸出時的效率的辦法。另外，公開了在改變放大器的尺寸時， 同時利用開關改變輸出匹配電路來提高低輸出時的效率的辦法。
另外，在專利文獻4中，公開了對放大器的尺寸進行切換時，利用開關對輸出匹配電路進行切換來提高低輸出時的效率的辦法。
而且，在專利文獻5中，公開了在利用輸出電平對兩級放大器的 尺寸進行切換的放大器中，在放大器的級間設置開關，通過斷開對要 截止的放大器設置的開關來提高隔離，抑制振蕩的辦法。
專利文獻1:日本特開2000-278109號公報
專利文獻2:日本特開2003-046340號公報
專利文獻3:日本特開2002-353751號公報
專利文獻4:日本特開2004-134823號/>才艮
專利文獻5:日本特開2003-087059號公報
非專利文獻1: J.H.Kim，etc,，"A Power Efficient W-CDMA Smart Power Amplifier With Emitter Area Adjusted For Output Power Levels，，，2004 IEEE International Microwave Symposium ( MTT-S ) Digest，pp.ll65-1168.
在非專利文獻l和專利文獻l的現有的高頻放大器中存在以下問 題，即由于針對兩個放大器的匹配電路是同一匹配電路，所以通過放 大器的切換，輸出的負載阻抗并不是最佳，特性劣化。另外，存在以 下問題，即截止的放大器的阻抗產生影響從而導致輸出匹配電路的損 失增大，輸出功率、效率等的特性劣化。而且，還存在以下問題，即 由于截止的放大器的隔離不充分，所以有可能因轉入到截止的放大器 的高頻信號而引起振蕩。
在專利文獻2的現有的高頻放大器中，示出了對放大器進行了切 換時，任何情況下都匹配為輸出的特性阻抗。但是，存在以下問題， 即截止的放大器的阻抗產生影響從而導致輸出匹配電路的損失增大， 輸出功率、效率等的特性劣化。而且，還存在以下問題，即由于截止 的放大器的隔離不充分，所以有可能因轉入到截止的放大器的高頻信 號而引起振蕩。
關于專利文獻3和專利文獻4，示出了對放大器進行了切換時， 同時用開關對匹配電路也進行切換，從而在任何情況下都匹配為輸出 的特性阻抗。但是，存在以下問題，即由于使用開關所以導致電路尺
9寸變大，因開關的損失造成輸出匹配電路的損失增大，輸出功率、效 率等的特性劣化。另外，存在以下問題，即截止的放大器的阻抗產生 影響從而導致輸出匹配電路的損失增大，輸出功率、效率等的特性劣 化。而且，還存在以下問題，即由于截止的放大器的隔離不充分，所 以有可能因轉入到截止的放大器的高頻信號而引起振蕩。
在專利文獻5的現有的高頻放大器中，示出了由兩級放大器構成 要切換的放大器，在兩級放大器的級間設置開關，當使放大器截止時 開關也斷開，從而能夠充分獲得隔離，防止因轉入到截止的放大器的 高頻信號而引起的振蕩。但是，存在由于設置開關所以電路尺寸變大 的問題。另外，還存在以下問題，即對放大器進行了切換時，輸出的 負載阻抗并不是最佳，特性劣化。而且，還存在以下問題，截止的放 大器的阻抗產生影響從而導致輸出匹配電路的損失增大，輸出功率、 效率等的特性劣化。
發明內容
本發明是為了解決上述問題而提出的，本發明的目的在于獲得一 種高頻放大器，無論輸出功率大時還是小時的任何情況下，都能夠匹 配為特性阻抗50歐姆(il)，能夠實現高輸出、高效率的特性。
另外，獲得一種高頻放大器，能夠抑制被放大的高頻信號轉入到 截止的放大元件側的匹配電路，能夠降低輸出匹配電路的損失，而且 能夠提高截止的放大元件側的輸出-輸入之間的隔離，能夠抑制因經由 截止的放大元件的轉入而引起的振蕩。
本發明的高頻放大器設置第一放大元件，對從輸入端子輸入的 高頻信號進行放大；第二放大元件，與所述第一放大元件并聯連接， 元件尺寸比所述第一放大元件小，對所述高頻信號進行放大；第一偏 置控制電路，根據用于切換輸出功率大的情況和小的情況的模式切換 電壓，使所述第一放大元件導通/截止；第二偏置控制電路，根據所述 模式切換電壓，使所述第二放大元件導通/截止；以及輸出匹配電路， 與所述第一放大元件和第二放大元件的輸出側連接，所述輸出匹配電路具有第一匹配電路，與所述第一放大元件的輸出側連接；第二匹 配電路，與所述第二放大元件的輸出側連接；以及第三匹配電路，在 所述第一匹配電路和第二匹配電路的輸出側的連接點與輸出端子之 間連接，匹配為50歐姆，其中，所述第一匹配電路包括與所述第 一放大元件的輸出側連接的第一高通濾波器型匹配電路、以及與所述 第一高通濾波器型匹配電路連接的串聯電感器；所述第二匹配電路包 括與所述第二放大元件的輸出側連接的第二高通濾波器型匹配電 路，其中，在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放 大元件截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗、與在 輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件截止時 的從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗大致相同；在輸出功 率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件截止時的從所 述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗高于從所述連接點看所述 第一匹配電路的第一阻抗；且在輸出功率小時即在所述第二放大元件 導通、所述第一放大元件截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路 的第 一 阻抗高于從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗。
本發明的高頻放大器，具有如下效果無論輸出功率大時還是小 時的任何情況下，都能夠匹配為特性阻抗50歐姆(ft)，能夠實現高 輸出、高效率的特性。另外，還具有以下效果能夠抑制被放大的信 號轉入到截止的放大元件側的匹配電路，能夠降低輸出匹配電路的損 失，而且能夠提高截止的放大元件側的輸出-輸入之間的隔離，能夠抑 制因經由截止的放大元件的轉入而產生的振蕩。
圖l是表示本發明實施例1的高頻放大器的結構的電路圖； 圖2是用于說明史密斯圓圖上的阻抗的圖； 圖3是用于說明史密斯圓圖上的阻抗的圖； 圖4是表示本發明實施例1的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗 的史密斯圓ii圖5是表示本發明實施例2的高頻放大器的結構的電路圖； 圖6是表示本發明實施例2的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗 的史密斯圓圖7是表示本發明實施例3的高頻放大器的結構的電路圖； 圖8是表示本發明實施例3的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗 的史密斯圓圖9是表示本發明實施例4的高頻放大器的結構的電路圖10是表示本發明實施例4的高頻放大器的輸出匹配電路的阻
抗的史密斯圓圖11是表示本發明實施例5的高頻放大器的結構的電路圖； 圖12是表示本發明實施例5的高頻放大器的輸出匹配電路的阻
抗的史密斯圓圖13是表示本發明實施例6的高頻放大器的結構的電路圖； 圖14是表示本發明實施例7的高頻放大器的結構的電路圖； 圖15是表示本發明實施例8的高頻放大器的結構的電路圖。
具體實施例方式
下面對本發明實施例1至實施例8的高頻放大器進行說明。 實施例1
參考圖1至圖4對本發明實施例1的高頻放大器進行說明。圖1 是表示本發明實施例1的高頻放大器的結構的電路圖。此外，下面各 圖中，相同符號表示相同或相當部分。
在圖1中，本實施例1的高頻放大器100設置有輸入端子1、輸 出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端子5、 以及模式切換端子6。
另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 放大元件)11、低輸出時用末級放大元件(第二放大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、以及兩個基極(柵極)偏置控 制電路(第一和第二偏置控制電路)16。此外，兩個基極(柵極)偏置控制電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中設置有第一匹配電路34、第二匹配電路35、 以及第三匹配電路36。此外，第一和第二匹配電路34、 35通過連接 點29與第三匹配電路36連接。
第一匹配電路34中設置有高通濾波器型匹配電路(第一高通濾 波器型匹配電路)27、以及串聯電感器25。另外，高通濾波器型匹配 電路27中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24構 成的短路短截線(short stub)、串聯電容器17、以及并聯電感器18。 此外，旁路電容器24的一端和并聯電感器18的一端分別與地線19 連接。
第二匹配電路35中設置有高通濾波器型匹配電路(第二高通濾 波器型匹配電路)27。另外，高通濾波器型匹配電路27中設置有集 電極(漏極)偏置施加用電感器26、旁路電容器24、以及串聯電容 器17。此外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有低通濾波器型匹配電路30。另外，低 通濾波器型匹配電路30中設置有串聯電感器25、以及并聯電容器22。 此外，并聯電容器22的一端與地線19連接。
這里，在對高頻放大器的動作進行說明之前，對史密斯圓圖 (Smith chart)上的復數阻抗(Z=R+jX) [Q進行說明。圖2和圖3 是用于說明史密斯圓圖上的阻抗的圖。
在圖2中，X=0的線LX0的上側的半圓SCA上為電感性阻抗。 即，當由X==jcoL>0考慮為X>0時為電感性阻抗。另夕卜，X=0的線LXO 的下側的半圓SCB上為電容性阻抗。即，當由X=l/(jcoC)=-j/(oC<0 考慮為X<0時為電容性阻抗。越向左走阻抗越低，左端的點ZA為 Z=0 (R=0、 X=0)。越向右走阻抗越高，右端的點ZB為Z-oo(無窮 大)(R=oo、 X=0)。此外，Z-oo的X嚴格來講是X-士oo，但為了方 便設為X=0。而且，左端的點ZA與右端的點ZB的中間的點ZC為 Z-50(歐姆)(R=50、 X=0)。這個點ZC是大圓的中心。
在圖3中，在(a)所示的串聯電容器Cs的情況下，如圖(e)所示，串聯電容器Cs越小，從右側的端子看的阻抗Z一Cs在通過阻抗 Zl和Z=oo (ZB)的圓上越以逆時針方向移動。在(b)所示的串聯 電感器Ls的情況下，如圖(e)所示，串聯電感器Ls越大，從右側 的端子看的阻抗Z一Ls在通過阻抗Zl和Z-oo (ZB)的圓上越以順時 針方向移動。在(c)所示的并聯電容器Cp的情況下，如圖(e)所 示，并聯電容器Cp越大，從右側的端子看的阻抗Z—Cp在通過阻抗 Zl和Z=0 (ZA)的圓上越以順時針方向移動。在(d)所示的并聯電 感器Lp的情況下，如圖(e)所示，并聯電感器Lp越小，從右側的 端子看的阻抗Z—Lp在通過阻抗Zl和Z-O (ZA)的圓上越以逆時針 方向移動。
下面，參考附圖對本實施例1的高頻放大器的動作進行說明。圖 4是表示本發明實施例1的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗的史密 斯圓圖。
如圖1所示，高頻放大器100包括高輸出時用末級放大元件11、 j氐輸出時用末級》文大元件12、兩個輸入匹配電路13、輸出匹配電路 15、以及兩個基極(柵極)偏置控制電路16。高輸出時用末級放大元 件11的元件尺寸大于低輸出時用末級放大元件12的尺寸。
放大元件11、 12由異質結雙極晶體管(HBT: Heterobipolar Transistor)、雙極結晶體管(BJT: Bipolar Junction Transistor )等 雙極晶體管、或金屬半導體場效應晶體管(MESFET : Metal-Semiconductor FET)、高電子遷移率晶體管(HEMT: High Electron Mobility Transistor)等場效應晶體管(FET: Field Effect Transistor)等構成。
施加于集電極(漏極)偏置端子4的集電極偏壓，從旁路電容器 24側經由集電極(漏極)偏置線路23被提供給高輸出時用末級放大 元件ll。另外，施加于集電極(漏極)偏置端子4的集電極偏壓，從 旁路電容器24側經由集電極(漏極)偏置施加用電感器26被提供給 低輸出時用末級放大元件12。這里，代替集電極(漏極)偏置線路 23，也可以使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26,反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感器26,也可以使用集電極(漏極) 偏置線路23。另外，集電極(漏極)偏置線路23和集電極(漏極) 偏置施加用電感器26兼作為匹配元件。
放大元件11或12的基極(柵極)偏壓，從施加于基極(柵極) 偏置設置端子5的電壓通過基極(柵極)偏置控制電路16被提供。 基極(柵極)偏置控制電路16中包含偏置電路，該偏置電路從施加 于基極(柵極)偏置設置端子5的電壓轉換為對放大元件11或12施 加的基極(柵極)電壓。基極(柵極)偏置控制電路16的電源電壓 由電源端子28提供。
基極(柵極)偏置控制電路16根據施加于模式切換端子6的、 用于切換輸出功率大的情況和小的情況的模式切換電壓，設置高輸出 時用末級放大元件11的基極(柵極)電壓，以在高頻;故大器100的 輸出功率大時，使高輸出時用末級放大元件ll導通。另夕卜，基極(柵 極)偏置控制電路16設置低輸出時用末級放大元件12的基極(柵極) 電壓，以使低輸出時用末級放大元件12截止。
相反地，根據施加于模式切換端子6的模式切換電壓，在高頻放 大器100的輸出功率小時，基極(柵極)偏置控制電路16設置低輸 出時用末級放大元件12的基極(柵極)電壓，以使低輸出時用末級 放大元件12導通。另外，基極(柵極)偏置控制電路16設置高輸出 時用末級放大元件11的基極(柵極)電壓，以使高輸出時用末級放 大元件ll截止。
在高頻放大器100的輸出功率大時，從輸入端子1輸入的高頻信 號經由輸入匹配電路13在高輸出時用末級放大元件11中被放大。之 后，通過第一匹配電路34匹配為》文大元件11與高頻;j文大器100的輸 入輸出的特性阻抗50歐姆(n)之間的中間阻抗。之后，通過第三匹 配電路36匹配為特性阻抗50歐姆(ft)，并從輸出端子2輸出。
如上所述，第一匹配電路34由高通濾波器型匹配電路27和串聯 電感器25構成。高通濾波器型匹配電路27包括由集電極(漏極)偏 置線路23和旁路電容器24構成的短路短截線、串聯電容器17、以及并聯電感器18。另外，第三匹配電路36由低通濾波器型匹配電路30 構成。低通濾波器型匹配電路30由串聯電感器25和并聯電容器22 構成。
這里，示出了第三匹配電路36為單級的梯形低通濾波器型匹配 電路30的情況，但只要是能夠將中間阻抗匹配為50歐姆(Q)的匹 配電路則可以是任何電路結構。因此，可以是多級的低通濾波器型匹 配電路，也可以是單級或多級的高通濾波器型匹配電路，還可以是組 合了低通濾波器型匹配電路與高通濾波器型匹配電路的匹配電路。
在高頻放大器100的輸出功率小時，從輸入端子l輸入的高頻信 號經由輸入匹配電路13在低輸出時用末級放大元件12中被放大。之 后，通過第二匹配電路35匹配為放大元件12與高頻放大器100的輸 出輸入的特性阻抗50歐姆(Q)之間的中間阻抗。之后，通過第三匹 配電路36匹配為特性阻抗50歐姆(il)，并從輸出端子2輸出。
如上所述，第二匹配電路35由高通濾波器型匹配電路27構成。 高通濾波器型匹配電路27包括由集電極(漏極)偏置施加用電感器 26和旁路電容器24構成的電路、以及串聯電容器17。
此外，圖1所示的電路主要使用集中常數元件構成，但也可以使 用分布常數電路，串聯電感器25也可以由串聯線路構成，并聯電容 器22也可以由開路短截線(open stub )構成，并聯電感器18也可以 由短路短截線構成。
這里，在第一匹配電路34和第二匹配電路35中，對從第一匹配 電路34和第二匹配電路35的連接點29看的阻抗有要求。"第一個條 件"是在輸出功率大時即在高輸出時用末級放大元件ll導通、低輸出 時用末級放大元件12截止時的從連接點29看第一匹配電路34的阻 抗(第一阻抗)、與在輸出功率小時即在低輸出時用末級放大元件12 導通、高輸出時用末級放大元件11截止時的從連接點29看第二匹配 電路35的阻抗(第二阻抗)大致相同。據此，在按照輸出功率的大 小對放大元件11、 12進行切換的任何情況下，高頻放大器100的輸 出阻抗Zout都能夠通過第三匹配電路36匹配為50歐姆(Q)。
16"第二個條件，，是在輸出功率大時即在高輸出時用末級放大元件
11導通、低輸出時用末級放大元件12截止時的從連接點29看第二匹 配電路35的阻抗(第二阻抗)充分高于在輸出功率小時的從連接點 29看第一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)。據此，由高輸出時用末 級放大元件11進行放大并經由第一匹配電路34流向連接點29的高 頻信號不會向第二匹配電路35這一方轉入，而是經由第三匹配電路 36從輸出端子2輸出。
因此，在輸出匹配電路15內，能夠減小因高頻信號向第二匹配 電路35這一方轉入而產生的損失，能夠提高輸出功率大時的輸出功 率、效率等的特性。同時，高頻信號不向第二匹配電路35這一方轉 入，從而在輸出功率大時，能夠抑制由于由高輸出時用末級放大元件 11放大的高頻信號經由截止的低輸出時用末級放大元件12向輸入側 反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止的低輸出時用末級放大元件12 側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振蕩。
"第三個條件，，是在輸出功率小時即在低輸出時用末級放大元件 12導通、高輸出時用末級放大元件11截止時的從連接點29看第一匹 配電路34的阻抗(第一阻抗)充分高于在輸出功率小時的從連接點 29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)。據此，由低輸出時用末 級放大元件12進行放大并經由第二匹配電路35流向連接點29的高 頻信號不會向第一匹配電路34這一方轉入，而是經由第三匹配電路 36從輸出端子2輸出。
因此，在輸出匹配電路15內，能夠減小因高頻信號向第一匹配 電路34這一方轉入而產生的損失，能夠提高輸出功率小時的輸出功 率、效率等的特性。同時，高頻信號不向第一匹配電路34這一方轉 入，從而在輸出功率小時，能夠抑制因由低輸出時用末級放大元件12 放大的高頻信號經由截止的高輸出時用末級放大元件11向輸入側反 饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止的高輸出時用末級放大元件11 側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振蕩。
這里，對圖1所示的高頻放大器100的輸出匹配電路15的動作進行說明。圖4 (a)和(b)用實線箭頭示出了在輸出功率大時和小 時的從連接點29看第一匹配電路34側的阻抗的軌跡，圖4(c)和(d) 用實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從連接點29看第二匹配 電路35側的阻抗的軌跡。另外，將從連接點29至輸出端子2的阻抗 的軌跡也一并用虛線箭頭示出。圖4中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z3、 Zout分別是從圖1的電路圖上所示的 位置看的阻抗。
圖4 (a)是表示在輸出功率大時的從連接點29看第一匹配電路 34側的阻抗的圖；圖4 (b)是表示在輸出功率小時的從連接點29看 第一匹配電路34側的阻抗的圖；圖4 (c)是表示在輸出功率大時的 從連接點29看第二匹配電路35側的阻抗的圖；圖4 (d)是表示在輸 出功率小時的從連接點29看第二匹配電路35側的阻抗的圖。
由圖4 (a)和(d)可知，在輸出功率大時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗Z14與在輸出功率小時的從連接點29看第二匹 配電路35的阻抗Z22大致相等。因此，可以滿足上述"第一個條件"。 據此，在按照輸出功率的大小對放大元件11、 12進行切換的任何情 況下，高頻放大器100的輸出阻抗Zout都能夠通過第三匹配電路36 匹配為50歐姆(ft)。因此，無論輸出功率大時還是小時，高頻放大 器100都能夠實現高輸出、高效率的特性。
由圖4 (c)和(a)可知，在輸出功率大時的從連接點29看第 二匹配電路35的阻抗Z22充分高于在輸出功率大時的從連接點29看 第一匹配電路34的阻抗Z14。因此，可以滿足上述"第二個條件"。 據此，在輸出匹配電路15內，能夠減小因高頻信號向第二匹配電路 35這一方轉入而產生的損失，在輸出功率大時能夠實現高輸出、高效 率的特性。同時，高頻信號不向第二匹配電路35這一方轉入，從而 在輸出功率大時，能夠抑制由于由高輸出時用末級放大元件11放大 的高頻信號經由截止的低輸出時用末級放大元件12向輸入側反饋而 產生的振蕩。即，能夠提高截止的低輸出時用末級放大元件12側的 電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振蕩。這里，對提高在輸出功率大時的從連接點29看笫二匹配電路35 的阻抗Z22的方法進行說明。如圖4(c)所示，由于低輸出時用末級 放大元件12的截止時的輸出阻抗Zout2處于電容性阻抗，所以第二 匹配電路35可以通過使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26、串 聯電容器17等的高通濾波器型的匹配元件來提高從連接點29看的阻 抗Z22。如此，需要在第二匹配電路35的連接點29側設置高通濾波 器型匹配電路27。
由圖4 (b)和(d)可知，在輸出功率小時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗Z14充分高于在輸出功率小時的從連接點29看 第二匹配電路35的阻抗Z22。因此，可以滿足上述"第三個條件"。 據此，在輸出匹配電路15內，能夠減小因高頻信號向第一匹配電路 34這一方轉入而產生的損失，在輸出功率小時能夠實現高輸出、高效 率的特性。同時，高頻信號不向第一匹配電路34這一方轉入，從而 在輸出功率小時，能夠抑制由于由低輸出時用末級放大元件12放大 的高頻信號經由截止的高輸出時用末級放大元件11向輸入側反饋而 產生的振蕩。即，能夠提高截止的高輸出時用末級放大元件11側的 電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振蕩。
這里，對提高在輸出功率小時的從連接點29看第一匹配電路34 的阻抗Z14的方法進行說明。如圖4 (b)所示，由于高輸出時用末 級放大元件11的截止時的輸出阻抗Zoutl處于電容性阻抗，所以第 一匹配電路34可以通過設置高通濾波器型匹配電路27來提高從連接 點29看的阻抗Z14，該高通濾波器型匹配電路27包括由集電極(漏 極)偏置線路23和旁路電容器24構成的短路短截線、串聯電容器17、 并聯電感器18等的高通濾波器型的匹配元件。利用高通濾波器型匹 配電路27提高了阻抗時，成為電感性阻抗(Z13)，所以通過在最接 近于連接點29的位置設置串聯電感器25來進一步提高阻抗。如此， 需要在第 一 匹配電路34的連接點29側設置高通濾波器型匹配電路27 和串聯電感器25。
根據本實施方式l，在圖1所示的高頻放大器100中，由于分別
19在高輸出時用末級放大元件11的輸出側設置第一匹配電路34，在低 輸出時用末級放大元件12的輸出側設置笫二匹配電路35,在它們的 后級設置第三匹配電路36，所以無論輸出功率大時還是小時的任何情 況下，都能夠匹配為特性阻抗50歐姆(Q)，作為高頻放大器能夠實 現高輸出、高效率的特性。
另外，由于無論輸出功率大時還是小時的任何情況下，都能夠使 從連接點29看截止的放大元件側的匹配電路的阻抗充分高于從連接 點29看導通的放大元件側的匹配電路的阻抗，所以能夠抑制被放大 的高頻信號轉入到截止的放大元件側的匹配電路，能夠降低輸出匹配 電路15的損失，作為高頻放大器能夠實現高輸出、高效率的特性。 而且，能夠提高截止的放大元件側的輸出-輸入之間的隔離，能夠抑制 因經由截止的放大元件的轉入而產生的振蕩。
實施例2
參考圖5和圖6對本發明實施例2的高頻放大器進行說明。圖5 是表示本發明實施例2的高頻放大器的結構的電路圖。
在圖5中，本實施例2的高頻放大器IOO設置有輸入端子1、輸 出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端子5、 以及模式切換端子6。
另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 放大元件)11、低輸出時用末級放大元件(第二放大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、以及兩個基極(柵極)偏置控 制電路(第一和第二偏置控制電路)16。高輸出時用末級放大元件11 的元件尺寸大于低輸出時用末級放大元件12的尺寸。此外，兩個基 極(柵極)偏置控制電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中i殳置有第一匹配電路34、第二匹配電路35、 以及第三匹配電路36。此外，第一和第二匹配電路34、 35通過連接 點29與第三匹配電路36連接。
第一匹配電路34中設置有高通濾波器型匹配電路(第一高通濾 波器型匹配電路)27。另外，高通濾波器型匹配電路27中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24構成的短路短截線。此 外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第二匹配電路35中設置有串聯電感器25和高通濾波器型匹配電 路(第二高通濾波器型匹配電路)27。另外，高通濾波器型匹配電路 27中設置有集電極(漏極)偏置施加用電感器26、旁路電容器24、 以及串聯電容器17。此外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有低通濾波器型匹配電路30。另外，低 通濾波器型匹配電路30中設置有兩級的串聯電感器25和并聯電容器 22的電路。此外，兩個并聯電容器22的一端分別與地線19連接。
圖5所示的實施例2的高頻力丈大器100與圖1所示的實施例1 的高頻放大器100進行比較，不同之處在于第一匹配電路34僅由 高通濾波器型匹配電路27構成；以及高通濾波器型匹配電路27僅包 括由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24構成的短路短截線。
另夕卜，不同之處在于第二匹配電路35由串聯電感器25和高通濾 波器型匹配電路27構成。
而且，不同之處在于第三匹配電路36由兩級的低通濾波器型匹 配電路30構成。
下面，參考附圖對本實施例2的高頻放大器的動作進行說明。圖 6是表示本發明實施例2的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗的史密 斯圓圖。
關于高頻放大器100的信號流、偏置的施加方法、以及對輸出匹 配電路15要求的條件，與上述實施例1同樣，所以省略說明。
對圖5所示的高頻放大器100的輸出匹配電路15的動作進行說 明。圖6 (a)和(b)用實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從 連接點29看第一匹配電路34側的阻抗的軌跡，圖6 (c)和(d)用 實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從連接點29看第二匹配電 路35側的阻抗的軌跡。另外，從連接點29至輸出端子2的阻抗的軌 跡也一并用虛線箭頭示出。圖6中的Zoutl、 Zll、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Z3、 Z4、 Z5、 Zout分別是從圖5的電路圖上所示的位置看的阻抗。
圖6 (a)是表示在輸出功率大時的從連接點29看第一匹配電路 34的阻抗的圖；圖6 (b)是表示在輸出功率小時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗的圖；圖6 (c)是表示在輸出功率大時的從連 接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖；圖6 (d)是表示在輸出功率 小時的從連接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖。
由圖6 (a)和(d)可知，在輸出功率大時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Zll與在輸出功率小時的從連接 點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。因此， 可以滿足上述"第一個條件"。據此，在按照輸出功率的大小對放大元 件11、 12進行切換的任何情況下，高頻放大器100的輸出阻抗Zout 都能夠通過第三匹配電路36匹配為50歐姆(Q)。因此，無論輸出 功率大時還是小時，高頻放大器100都能夠實現高輸出、高效率的特 性。
由圖6 (c)和(a)可知，在輸出功率大時的看第二匹配電路35 的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在輸出功率大時的從連接點29看 第一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Zll。因此，可以滿足上述"第 二個條件"。據此，在輸出匹配電路15內，能夠減小因高頻信號向第 二匹配電路35這一方轉入而產生的損失，在輸出功率大時能夠實現 高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不向第二匹配電路35這一 方轉入，從而在輸出功率大時，能夠抑制由于由高輸出時用末級放大 元件11放大的高頻信號經由截止的低輸出時用末級放大元件12向輸 入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止的低輸出時用末級放大元 件12側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振蕩。
這里，對提高在輸出功率大時的看第二匹配電路35的阻抗Z23 的方法進行說明。如圖6(c)所示，由于低輸出時用末級放大元件 12的截止時的輸出阻抗Zout2處于電容性阻抗，所以第二匹配電路 35雖然在放大元件12的輸出側直接與串聯電感器25連接，但其大小 在阻抗處于電容性的范圍內不能過大。在此基礎上，可以通過使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26、串聯電容器17等的高通濾波器 型的匹配元件來提高從連接點29看的阻抗Z23。如此，需要在第二 匹配電路35的連接點29側設置串聯電感器25和高通濾波器型匹配 電路27。
由圖6 (b)和(d)可知，在輸出功率小時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Zll充分高于在輸出功率小時的 從連接點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z23。因此，可 以滿足上述"第三個條件"。據此，在輸出匹配電路15內，能夠減小 因高頻信號向笫一匹配電路34這一方轉入而產生的損失，在輸出功 率小時能夠實現高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不向第一匹 配電路34這一方轉入，從而在輸出功率小時，能夠抑制由于由低輸 出時用末級放大元件12放大的高頻信號經由截止的高輸出時用末級 放大元件11向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止的高輸 出時用末級放大元件11側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振 蕩。
這里，對提高在輸出功率小時的看第一匹配電路34的阻抗Zll 的方法進行說明。如圖6(b)所示，由于高輸出時用末級放大元件 11的截止時的輸出阻抗Zoutl處于電容性阻抗，所以第一匹配電路 34可以通過設置由短路短截線構成的高通濾波器型匹配電路27來提 高從連接點29看的阻抗Zll。該短路短截線由集電極(漏極)偏置 線路23和旁路電容器24構成。即，第一匹配電路34在最接近于連 接點29的位置設置高通濾波器型匹配電路27。
另外，對本實施例2的高頻放大器100與上述實施例1的高頻放 大器100進行比較，在輸出功率大時成為導通的高輸出時用末級放大 元件11與輸出端子2之間的匹配電路在實施例1中由一部分兼作為 偏置電路的高通濾波器型匹配電路和低通濾波器型匹配電路構成，與 此相對，在本實施例2中，除了偏置電路以外全部由低通濾波器型匹 配電路構成。
高通濾波器型匹配電路如果在低阻抗中使用并聯的電感器，則會
23出現由電感器的寄生電阻造成的損失變大的問題。本實施例2的高頻 放大器100中，輸出匹配電路15主要由低通濾波器型匹配電路構成， 與實施例1的高頻放大器100進行比較，輸出功率大時的輸出匹配電 路15的損失降低，能夠使高頻放大器100進一步實現高輸出、高效 率。
根據本實施例2，在圖5所示的高頻放大器100中，由于分別在 高輸出時用末級放大元件11的輸出側設置第一匹配電路34，在低輸 出時用末級放大元件12的輸出側設置第二匹配電路35，在它們的后 級設置第三匹配電路36,所以無論輸出功率大時還是小時的任何情況 下，都能夠匹配為特性阻抗50歐姆(H)，作為高頻放大器能夠實現 高輸出、高效率的特性。
另外，由于無論輸出功率大時還是小時的任何情況下，都能夠使 從連接點29看截止的放大元件側的匹配電路的阻抗充分高于從連接 點29看導通的放大元件側的匹配電路的阻抗，所以能夠抑制被放大 的高頻信號轉入到截止的放大元件側的匹配電路，能夠降低輸出匹配 電路15的損失，作為高頻放大器能夠實現高輸出、高效率的特性。 而且，能夠提高截止的放大元件側的輸出-輸入之間的隔離，能夠抑制 因經由截止的放大元件的轉入而產生的振蕩。
而且，在輸出功率大時，高輸出時用末級放大元件11導通時的 輸出匹配電路15主要由低通濾波器型匹配電路構成，所以輸出功率 大時的輸出匹配電路15的損失降低，能夠使高頻放大器100進一步 實現高輸出、高效率。
此外，本實施例2中所示的電路是主要使用集中常數元件而構成 的，但串聯電感器25也可以由串聯線路構成，并聯電容器22也可以 由開路短截線構成，并聯電感器也可以由短路短截線構成。放大元件 11、 12由異質結雙極晶體管(HBT)構成，但也可以由其他的雙極晶 體管、或金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高電子遷移率晶體 管(HEMT)等場效應晶體管(FET)等構成。另夕卜，代替集電極(漏 極)偏置線路23，也可以使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26，反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感器26，也可以使 用集電極(漏極)偏置線路23。另外，集電極(漏極)偏置線路23 和集電極(漏極)偏置施加用電感器26兼作為匹配元件。 實施例3
參考圖7和圖8對本發明實施例3的高頻放大器進行說明。圖7 是表示本發明實施例3的高頻放大器的結構的電路圖。
在圖7中，本實施例3的高頻放大器100設置有輸入端子1、輸 出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端子5、 以及模式切換端子6。
另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 放大元件)11、低輸出時用末級放大元件(第二放大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、以及兩個基極(柵極)偏置控 制電路(第一和第二偏置控制電路)16。高輸出時用末級放大元件11 的元件尺寸大于低輸出時用末級放大元件12的尺寸。此外，兩個基 極(柵極)偏置控制電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中設置有第一匹配電路34、第二匹配電路35、 以及第三匹配電路36。此外，第一和第二匹配電路34、 35通過連接 點29與第三匹配電路36連接。
第一匹配電路34中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路 電容器24構成的短路短截線、低通濾波器型匹配電路30、以及串聯 電感器(第一串聯電感器)25。另外，低通濾波器型匹配電路30中 設置有兩級的串聯電感器(第三串聯電感器)25和并聯電容器(第一 并聯電容器)22的電路。此外，旁路電容器24的一端和并聯電容器 22的一端與地線19連接。
第二匹配電路35中設置有高通濾波器型匹配電路27和串聯電感 器(第二串聯電感器)25。另外，高通濾波器型匹配電路27中設置 有集電極(漏極)偏置施加用電感器26、旁路電容器24、以及串聯 電容器17。此外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有串聯電容器17。圖7所示的實施例3的高頻放大器100與圖1所示的實施例1 的高頻放大器100進行比較，不同之處在于第一匹配電路34包括 由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24構成的短路短截線、 由兩級的串聯電感器25和并聯電容器22的電路構成的低通濾波器型 匹配電路30、以及串聯電感器25。
另外，不同之處在于第二匹配電路35由高通濾波器型匹配電路 27和串聯電感器25構成，其中，高通濾波器型匹配電路27包括由集 電極(漏極)偏置施加用電感器26和旁路電容器24構成的電路、以 及串聯電容器17。
而且，不同之處在于第三匹配電路36僅由串聯電容器17構成。 但是，關于第三匹配電路36，雖然在圖7中僅由串聯電容器17構成， 但只要是能夠將中間阻抗匹配為50歐姆(ft)的匹配電路則可以是任 何電路結構。第三匹配電路36也可以由基于串聯電容器和串聯電感 器的電路構成。另外，與上述實施例l同樣，可以由單級的低通濾波 器型匹配電路30構成，也可以由多級的低通濾波器型匹配電路構成， 還可以由單級或多級的高通濾波器型匹配電路構成，還可以由組合了 低通濾波器型匹配電路和高通濾波器型匹配電路的匹配電路構成。
下面，參考附圖對本實施例3的高頻放大器的動作進行說明。圖 8是表示本發明實施例3的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗的史密 斯圓圖。
關于高頻放大器IOO的信號流、偏置的施加方法、以及對輸出匹 配電路15要求的條件，與上述各實施例同樣，所以省略說明。
對圖7所示的高頻放大器100的輸出匹配電路15的動作進行說 明。圖8 (a)和(b)用實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從 連接點29看第一匹配電路34側的阻抗的軌跡，圖8 (c)和(d)用 實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從連接點29看第二匹配電 路35側的阻抗的軌跡。另外，從連接點29至輸出端子2的阻抗的軌 跡也一并用虛線箭頭示出。圖8中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Z15、 Z16、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Zout分別是從圖7的電路圖上所示的位置看的阻抗。
圖8 (a)是表示在輸出功率大時的從連接點29看第一匹配電路 34的阻抗的圖；圖8 (b)是表示在輸出功率小時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗的圖；圖8 (c)是表示在輸出功率大時的從連 接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖；圖8 (d)是表示在輸出功率 小時的從連接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖。
由圖8 (a)和(d)可知，在輸出功率大時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z16與在輸出功率小時的從連接 點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。因此， 可以滿足上述"第一個條件"。據此，在按照輸出功率的大小對放大元 件11、 12進行切換的任何情況下，高頻放大器100的輸出阻抗Zout 都能夠通過第三匹配電路36匹配為50歐姆(n)。因此，無論輸出 功率大時還是小時，高頻放大器100都能夠實現高輸出、高效率的特 性。另外，由于阻抗Z16和Z23被匹配為大致50歐姆(Q),所以 僅通過串聯電容器17這樣的簡單的電路結構就能夠匹配為50歐姆 (H)。
由圖8 (c)和(a)可知，在輸出功率大時的從連接點29看第 二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在輸出功率大時的 從連接點29看第一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z16。因此，可 以滿足上述"第二個條件"。據此，在輸出匹配電路15內，能夠減小 因高頻信號向第二匹配電路35這一方轉入而產生的損失，在輸出功 率大時能夠實現高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不向第二匹 配電路35這一方轉入，從而在輸出功率大時，能夠抑制由于由高輸 出時用末級放大元件11放大的高頻信號經由截止的低輸出時用末級 放大元件12向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止的低輸 出時用末級放大元件12側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振 蕩。
這里，對提高在輸出功率大時的從連接點29看第二匹配電路35 的阻抗Z23的方法進行說明。如圖8(c)所示，由于低輸出時用末級
27放大元件12的截止時的輸出阻抗Zout2處于電容性阻抗，所以可以 通過使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26、串聯電容器17等的 高通濾波器型的匹配元件來提高從連接點29看的阻抗Z23。在此基 礎上，由于阻抗Z22成為電感性阻抗，所以在第二匹配電路35中， 在最接近于連接點29的位置設置串聯電感器25。如此，需要在第二 匹配電路35的連接點29側設置高通濾波器型匹配電路27和串聯電 感器25。
由圖8 (b)和(d)可知，在輸出功率小時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z16充分高于在輸出功率小時的 從連接點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z23。因此，可 以滿足上述"第三個條件"。據此，在輸出匹配電路15內，能夠減小 因高頻信號向第一匹配電路34這一方轉入而產生的損失，在輸出功 率小時能夠實現高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不向第一匹 配電路34這一方轉入，從而在輸出功率小時，能夠抑制由于由低輸 出時用末級放大元件12放大的高頻信號經由截止的高輸出時用末級 放大元件11向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止的高輸 出時用末級放大元件11側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振 蕩。
這里，對提高在輸出功率小時的從連接點29看第一匹配電路34 的阻抗Z16的方法進行說明。如圖8 (b)所示，由于高輸出時用末 級放大元件11的截止時的輸出阻抗Zoutl處于電容性阻抗，所以第 一匹配電路34可以通過設置短路短截線來提高從連接點29看的阻抗 Zll。該短路短截線由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24 構成。但是，為了高輸出時用末級放大元件11導通時的匹配，在第 一匹配電路34中設置有低通濾波器型匹配電路30。因此導致阻抗降 低(Z12—Z13—Z14—Z15 )。此時，由于阻抗Z15成為電感性阻抗， 所以需要通過在最接近于連接點29的位置插入串聯電感器25來提高 阻抗(Z16)。如此，需要在第一匹配電路34的連接點29側設置串 聯電感器25。另外，對本實施例3的高頻放大器100與上述實施例1的高頻放 大器100進行比較，在輸出功率大時導通的高輸出時用末級放大元件 11與輸出端子2之間的匹配電路在實施例1中由一部分兼作為偏置電 路的高通濾波器型匹配電路和低通濾波器型匹配電路構成，與此相 對，在本實施例3中，除了偏置電路以外主要由低通濾波器型匹配電 路構成。
高通濾波器型匹配電路如果在低阻抗中使用并聯的電感器，則會 出現因電感器的寄生電阻造成的損失大的問題。本實施例3的高頻放 大器100中，輸出匹配電路15主要采用低通濾波器型匹配電路的構 成，與實施例1的高頻放大器100進行比較，輸出功率大時的輸出匹 配電路15的損失降低，能夠使高頻放大器100進一步實現高輸出、 高效率。
根據本實施例3，在圖7所示的高頻放大器100中，由于分別在 高輸出時用末級放大元件11的輸出側設置第一匹配電路34，在低輸 出時用末級放大元件12的輸出側設置第二匹配電路35,在它們的后 級設置笫三匹配電路36，所以無論輸出功率大時還是小時的任何情況 下，都能夠匹配為特性阻抗50歐姆(n)，作為高頻放大器能夠實現 高輸出、高效率的特性。
另外，由于無論輸出功率大時還是小時的任何情況下，都能夠使 從連接點29看截止的放大元件側的匹配電路的阻抗充分高于從連接 點29看導通的放大元件側的匹配電路的阻抗，所以能夠抑制被放大 的高頻信號轉入到截止的放大元件側的匹配電路，能夠降低輸出匹配 電路15的損失，作為高頻放大器能夠實現高輸出、高效率的特性。 而且，能夠提高截止的放大元件側的輸出-輸入之間的隔離，能夠抑制 因經由截止的放大元件的轉入而產生的振蕩。
而且，在輸出功率大時，高輸出時用末級放大元件11導通時的 輸出匹配電路15主要由低通濾波器型匹配電路構成，所以輸出功率 大時的輸出匹配電路15的損失降低，能夠使高頻放大器100進一步 實現高輸出、高效率。此外，本實施例3中所示的電路主要使用集中常數元件而構成， 但串聯電感器25也可以由串聯線路構成，并聯電容器22也可以由開 路短截線構成，并聯電感器也可以由短路短截線構成。放大元件ll、 12由異質結雙極晶體管(HBT)構成，但也可以由其他的雙極晶體管、 或金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高電子遷移率晶體管 (HEMT)等場效應晶體管(FET)等構成。另外，代替集電極(漏 極)偏置線路23，也可以使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26， 反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感器26，也可以使 用集電極(漏極)偏置線路23。另外，集電極(漏極)偏置線路23 和集電極(漏極)偏置施加用電感器26兼作為匹配元件。
實施例4
參考圖9和圖IO對本發明實施例4的高頻放大器進行說明。圖 9是表示本發明實施例4的高頻放大器的結構的電路圖。
在圖9中，本實施例4的高頻放大器100設置有輸入端子1、輸 出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端子5、 以及才莫式切換端子6。
另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 放大元件)11、低輸出時用末級放大元件(第二放大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、以及兩個基極(柵極)偏置控 制電路(第一和第二偏置控制電路)16。高輸出時用末級放大元件11 的元件尺寸大于低輸出時用末級放大元件12的尺寸。此外，兩個基 極(柵極)偏置控制電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中設置有第一匹配電路34、第二匹配電路35、 以及第三匹配電路36。此外，第一和第二匹配電路34、 35通過連接 點29與第三匹配電路36連接。
第一匹配電路34中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路 電容器24構成的短路短截線、低通濾波器型匹配電路30、以及串聯 電感器(第一串聯電感器)25。另外，低通濾波器型匹配電路30中 設置有并聯電容器(第二并聯電容器)22、以及兩級的串聯電感器(第
30三串聯電感器)25和并聯電容器(第一并聯電容器)22的電路。此 外，旁路電容器24的一端和并聯電容器22的一端與地線19連接。
第二匹配電路35中設置有高通濾波器型匹配電路27和串聯電感 器(第二串聯電感器)25。另外，高通濾波器型匹配電路27中設置 有集電極(漏極)偏置施加用電感器26、旁路電容器24、以及串聯 電容器17。此外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有串聯電容器17。
圖9所示的實施例4的高頻放大器100與圖7所示的實施例3 的高頻放大器100進行比較，不同之處僅在于在第一匹配電路34 中的低通濾波器型匹配電路30中，在最接近于放大元件11的位置增 加了并聯電容器22。
下面，參考附圖對本實施例4的高頻放大器的動作進行說明。圖 10是表示本發明實施例4的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗的史密 斯圓圖。 '
關于高頻放大器100的信號流、偏置的施加方法、以及對輸出匹 配電路15要求的條件，與上述各實施例同樣，所以省略說明。
對圖9所示的高頻放大器100的輸出匹配電路15的動作進行說 明。圖10 (a)和(b)用實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從 連接點29看第一匹配電路34側的阻抗的軌跡，圖10 (c)和(d)用 實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從連接點29看第二匹配電 路35側的阻抗的軌跡。另外，從連接點29至輸出端子2的阻抗的軌 跡也一并用虛線箭頭示出。圖lO中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Z15、 Z16、 Z17、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Zout分別是從圖9的電 路圖上所示的位置看的阻抗。
圖10 (a)是表示在輸出功率大時的從連接點29看第一匹配電 路34的阻抗的圖；圖10 (b)是表示在輸出功率小時的從連接點29 看第一匹配電路34的阻抗的圖；圖10 (c)是表示在輸出功率大時的 從連接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖；圖10 (d)是表示在輸 出功率小時的從連接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖。由圖10 (a)和(d)可知，在輸出功率大時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z17、與在輸出功率小時的從連接 點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z23大致相等。另外， 阻抗Z17與Z23被匹配為大致50歐姆(I!)。基于在低通濾波器型 匹配電路30的最接近于高輸出時用末級放大元件11的位置新增加的 并聯電容器22的阻抗的軌跡，由于阻抗低所以從Zll到Z12減小。 由此可知，即使新增加并聯電容器22，也可以毫無問題地進行匹配。 因此，可以滿足上述"第一個條件"。據此，在按照輸出功率的大小對 放大元件11、 12進行切換的任何情況下，高頻放大器100的輸出阻 抗Zout都能夠通過第三匹配電路36匹配為50歐姆(Q)。因此，無 論輸出功率大時還是小時，高頻放大器100都能夠實現高輸出、高效 率的特性。
由圖10 (c)和(a)可知，在輸出功率大時的看笫二匹配電路 35的阻抗(第二阻抗)Z23充分高于在輸出功率大時的從連接點29 看第一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z17。因此，可以滿足上述"第 二個條件"。據此，在輸出匹配電路15內，能夠減小因高頻信號向第 二匹配電路35這一方轉入而產生的損失，在輸出功率大時能夠實現 高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不向第二匹配電路35這一 方轉入，從而在輸出功率大時，能夠抑制由于由高輸出時用末級放大 元件11放大的高頻信號經由截止的低輸出時用末級放大元件12向輸 入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止的低輸出時用末級放大元 件12側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠抑制振蕩。
這里，對提高在輸出功率大時的從連接點29看第二匹配電路35 的阻抗Z23的方法進行說明。如圖10(c)所示，由于低輸出時用末 級放大元件12的截止時的輸出阻抗Zout2處于電容性阻抗，所以第 二匹配電路35可以通過使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26、 串聯電容器17等的高通濾波器型的匹配元件來提高從連接點29看的 阻抗。在此基礎上，由于阻抗Z22成為電感性，所以在最接近于連接 點29位置設置串聯電感器25。如此，需要在第二匹配電路35的連接點29側設置高通濾波器型匹配電路27和串聯電感器25。
由圖10 (b)和(d)可知，在輸出功率小時的從連接點29看第 一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z17充分高于在輸出功率小時的 從連接點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z23。通過在低 通濾波器型匹配電路30的最接近于高輸出時用末級放大元件11的位 置插入新增加的并聯電容器22，從而與沒有插入的圖8 (b)的情況 進行比較，可以提高從連接點29看第一匹配電路34的阻抗Z17。因 此，可以滿足上述"第三個條件"。據此，在輸出匹配電路15內，能 夠減小因高頻信號向第一匹配電路34這一方轉入而產生的損失，在 輸出功率小時能夠實現高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不向 第一匹配電路34這一方轉入，從而在輸出功率小時，能夠抑制由于 由低輸出時用末級放大元件12放大的高頻信號經由截止的高輸出時 用末級放大元件11向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截止 的高輸出時用末級放大元件11側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠 抑制振蕩。
這里，對提高在輸出功率小時的從連接點29看第一匹配電路34 的阻抗Z17的方法進行說明。如圖10(b)所示，由于高輸出時用末 級放大元件11的截止時的輸出阻抗Zoutl處于電容性阻抗，所以第 一匹配電路34可以通過i殳置短路短截線來提高阻抗。該短路短截線 由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24構成。但是，為了高 輸出時用末級放大元件11導通時的匹配而設置了低通濾波器型匹配 電路30，因此導致阻抗降4氐。此時，由于阻抗(Z16)成為電感性， 所以需要通過在最接近于連接點29的位置插入串聯電感器25來提高 阻抗。
另夕卜，當對本實施例4的高頻放大器100與上述實施例3的高頻 放大器100進行比較時，如上所述，在輸出功率小時，通過在低通濾 波器型匹配電路30的最接近于放大元件11的位置新插入并聯電容器 22,可以提高從連接點29看第一匹配電路34的阻抗Z17。因此，在 輸出功率小時，在輸出匹配電路15內，能夠進一步減小因高頻信號
33向第一匹配電路34這一方轉入而產生的損失，能夠進一步提高輸出 功率小時的輸出、效率。同時，高頻信號不向第一匹配電路34這一 方轉入，從而在輸出功率小時，能夠進一步抑制由于由低輸出時用末 級放大元件12放大的高頻信號經由截止的高輸出時用末級放大元件 11向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠進一步提高截止的高輸出時 用末級放大元件11側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠進一步抑制 振蕩。
根據本實施例4，在圖9所示的高頻放大器100中，由于分別在 高輸出時用末級放大元件11的輸出側設置第一匹配電路34，在低輸 出時用末級放大元件12的輸出側設置第二匹配電路35，在它們的后 級設置第三匹配電路36 ，所以無論輸出功率大時還是小時的任何情況 下，都能夠匹配為特性阻抗50歐姆(fit)，作為高頻放大器能夠實現 高輸出、高效率的特性。
另外，由于無論輸出功率大時還是小時的任何情況下，都能夠使 從連接點29看截止的放大元件側的匹配電路的阻抗充分高于從連接 點29看導通的放大元件側的匹配電路的阻抗，所以能夠抑制被放大 的高頻信號轉入到截止的放大元件側的匹配電路，能夠降低輸出匹配 電路15的損失，作為高頻放大器能夠實現高輸出、高效率的特性。 而且，能夠提高截止的放大元件側的輸出-輸入之間的隔離，能夠抑制 因經由截止的放大元件的轉入而產生的振蕩。
而且，在輸出功率大時，高輸出時用末級放大元件11導通時的 輸出匹配電路15主要由低通濾波器型匹配電路構成，所以輸出功率 大時的輸出匹配電路15的損失降低，能夠使高頻放大器100進一步 實現高輸出、高效率。
而且，在輸出功率小時，可以使從連接點29看第一匹配電路34 的阻抗Z17變得更高，在輸出匹配電路15內，能夠進一步減小因高 頻信號向第一匹配電路34這一方轉入而產生的損失，能夠進一步提 高輸出功率小時的輸出、效率。另外，能夠進一步提高截止的高輸出 時用末級放大元件ll側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠進一步抑制振蕩。
此外，本實施例4中所示的電路主要使用集中常數元件而構成， 但串聯電感器25也可以由串聯線路構成，并聯電容器22也可以由開 路短截線構成，并聯電感器也可以由短路短截線構成。i文大元件ll、 12由異質結雙極晶體管(HBT)構成，但也可以由其他的雙極晶體管、 或金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高電子遷移率晶體管 (HEMT)等場效應晶體管(FET)等構成。另外，代替集電極(漏 極)偏置線路23,也可以使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26， 反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感器26，也可以使 用集電極(漏極)偏置線路23。另外，集電極(漏極)偏置線路23 和集電極(漏極)偏置施加用電感器26兼作為匹配元件。
實施例5
參考圖11和圖12對本發明實施例5的高頻放大器進行說明。圖 ll是表示本發明實施例5的高頻放大器的結構的電路圖。
在圖11中，本實施例5的高頻放大器100設置有輸入端子1、 輸出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端 子5、以及模式切換端子6。
另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 》文大元件)11、 ^氐輸出時用末級放大元件(第二ii大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、以及兩個基極(柵極)偏置控 制電路(第一和第二偏置控制電路)16。高輸出時用末級放大元件11 的元件尺寸大于低輸出時用末級放大元件12的尺寸。此外，兩個基 極(柵極)偏置控制電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中設置有第一匹配電路34、笫二匹配電路35、 以及第三匹配電路36。此外，第一和第二匹配電路34、 35通過連接 點29與第三匹配電路36連接。
第一匹配電路34中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路 電容器24構成的短路短截線、低通濾波器型匹配電路30、高通濾波 器型匹配電路(第一高通濾波器型匹配電路)27、以及串聯電感器(第一串聯電感器)25。另外，低通濾波器型匹配電路30中設置有串聯 電感器25和并聯電容器22。高通濾波器型匹配電路27中設置有串聯 電容器17和并聯電感器18。此外，旁路電容器24的一端、并聯電容 器22的一端、和并聯電感器18的一端與地線19連接。
第二匹配電路35中設置有高通濾波器型匹配電路(第二高通濾 波器型匹配電路)27和串聯電感器(第二串聯電感器)25。另外，高 通濾波器型匹配電路27中設置有集電極(漏極)偏置施加用電感器 26、旁路電容器24、串聯電容器17、以及并聯電感器18。此外，旁 路電容器24的一端和并聯電感器18的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有串聯電容器17。
圖11所示的實施例5的高頻放大器100與圖7所示的實施例3 的高頻放大器100進行比較，不同之處僅在于第一匹配電路34包 括由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24構成的短路短截線、 由串聯電感器25和并聯電容器22構成的低通濾波器型匹配電路30、 由串聯電容器17和并聯電感器18構成的高通濾波器型匹配電路27、 以及串聯電感器25。
下面，參考附圖對本實施例5的高頻放大器的動作進行說明。圖 12是表示本發明實施例5的高頻放大器的輸出匹配電路的阻抗的史密 斯圓圖。
關于高頻放大器100的信號流、偏置的施加方法、以及對輸出匹 配電路15要求的條件，與上述各實施例同樣，所以省略說明。
對圖11所示的高頻放大器100的輸出匹配電路15的動作進行說 明。圖12 (a)和(b)用實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從 連接點29看第一匹配電路34側的阻抗的軌跡，圖12 (c)和(d)用 實線箭頭示出了在輸出功率大時和小時的從連接點29看第二匹配電 路35側的阻抗的軌跡。另外，從連接點29至輸出端子2的阻抗的軌 跡也一并用虛線箭頭示出。圖12中的Zoutl、 Zll、 Z12、 Z13、 Z14、 Z15、 Z16、 Zout2、 Z21、 Z22、 Z23、 Z24、 Zout分別是從圖11的電 路圖上所示的位置看的阻抗。圖12 (a)是表示在輸出功率大時的從連接點29看第一匹配電 路34的阻抗的圖；圖12 (b)是表示在輸出功率小時的從連接點29 看第一匹配電路34的阻抗的圖；圖12 (c)是表示在輸出功率大時的 從連接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖；圖12 (d)是表示在輸 出功率小時的從連接點29看第二匹配電路35的阻抗的圖。
由圖12 (a)和(d)可知，本實施例5的第一匹配電路34的結 構與實施例3的第一匹配電路34不同，但在輸出功率大時的從連接 點29看第一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z16、與在輸出功率小 時的從連接點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z24大致相 等。因此，可以滿足上述"第一個條件"。據此，在按照輸出功率的大 小對放大元件11、 12進行切換的任何情況下，高頻;故大器100的輸 出阻抗Zout都能夠通過第三匹配電路36匹配為50歐姆(n)。因此， 無論輸出功率大時還是小時，高頻放大器100都能夠實現高輸出、高 效率的特性。
由圖12 (c)和(a)可知，雖然本實施例5的第一匹配電路34 的結構與實施例3的第一匹配電路34不同，但在輸出功率大時的從 連接點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z24充分高于在輸 出功率大時的從連接點29看第一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z16。 因此，可以滿足上述"第二個條件"。據此，在輸出匹配電路15內， 能夠減小因高頻信號向第二匹配電路35這一方轉入而產生的損失， 在輸出功率大時能夠實現高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不 向第二匹配電路35這一方轉入，從而在輸出功率大時，能夠抑制由 于由高輸出時用末級放大元件11放大的高頻信號經由截止的低輸出 時用末級放大元件12向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截 止的低輸出時用末級放大元件12側的電路的輸出-輸入間的隔離，能 夠抑制振蕩。
這里，對提高在輸出功率大時的從連接點29看第二匹配電路35 的阻抗Z24的方法進行說明。如圖12(c)所示，由于低輸出時用末 級放大元件12的截止時的輸出阻抗Zout2處于電容性阻抗，所以第
37二匹配電路35可以通過使用串聯電容器17、并聯電感器18等的高通 濾波器型的匹配元件來提高從連接點29看的阻抗。在此基礎上，由 于阻抗(Z23)成為電感性，所以第二匹配電路35在最接近于連接點 29的位置設置串聯電感器25。如此，需要在第二匹配電路35的連接 點29側設置高通濾波器型匹配電路27和串聯電感器25。
由圖12 (b)和(d)可知，雖然本實施例5的第一匹配電路34 的結構與實施例3的第一匹配電路34不同，但在輸出功率小時的從 連接點29看第一匹配電路34的阻抗(第一阻抗)Z16充分高于在輸 出功率小時的從連接點29看第二匹配電路35的阻抗(第二阻抗)Z24。 因此，可以滿足上述"第三個條件"。據此，在輸出匹配電路15內， 能夠減小因高頻信號向第一匹配電路34這一方轉入而產生的損失， 在輸出功率小時能夠實現高輸出、高效率的特性。同時，高頻信號不 向第一匹配電路34這一方轉入，從而在輸出功率小時，能夠抑制由 于由低輸出時用末級放大元件12放大的高頻信號經由截止的高輸出 時用末級放大元件11向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠提高截 止的高輸出時用末級放大元件11側的電路的輸出-輸入間的隔離，能 夠抑制振蕩。
這里，對提高在輸出功率小時的從連接點29看第一匹配電路34 的阻抗Z16的方法進行說明。如圖12(b)所示，由于高輸出時用末 級放大元件11的截止時的輸出阻抗Zoutl處于電容性阻抗，所以第 一匹配電路34可以通過設置短路短截線來提高阻抗(Z11)。該短路 短截線由集電極(漏極)偏置線路23和旁路電容器24構成。但是， 由于為了高輸出時用末級放大元件11導通時的匹配而設置了低通濾 波器型匹配電路30，因此導致阻抗(Z13)降低，但由于該低通濾波 器型匹配電路30是單級，所以阻抗成為電容性。因此，第一匹配電 路34可以通過設置串聯電容器17、并聯電感器18等的高通濾波器型 的匹配元件來提高從連接點29看的阻抗。在此基礎上，由于阻抗成 為電感性，所以第一匹配電路34在最接近于連接點29的位置設置串 聯電感器25。如此，需要在第一匹配電路34的連接點29側設置高通濾波器型匹配電路27和串聯電感器25。
另外，對本實施例5的高頻放大器100與上述實施例3的高頻放 大器100進行比較，在實施例3中低通濾波器型匹配電路30是兩級 結構，與此相對，在本實施例5中低通濾波器型匹配電路30是單級， 且在靠近連接點29的位置設置有高通濾波器型匹配電路27來代替單 級的低通濾波器型匹配電路，所以與圖8(b)所示的實施例3進行比 較，可以進一步提高在輸出功率小時從連接點29看截止的高輸出時 用末級放大元件11側的第一匹配電路34的阻抗Z16。因此，在輸出 功率小時，在輸出匹配電路15內，能夠進一步減小因高頻信號向第 一匹配電路34這一方轉入而產生的損失，能夠進一步提高輸出功率 小時的輸出、效率。同時，高頻信號不向第一匹配電路34這一方轉 入，從而在輸出功率小時，能夠進一步抑制由于由低輸出時用末級放 大元件12放大的高頻信號經由截止的高輸出時用末級放大元件11向 輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠進一步提高截止的高輸出時用末 級^t大元件11側的電路的輸出-輸入間的隔離，進一步抑制振蕩。
根據本實施例5,在圖11所示的高頻放大器100中，由于分別 在高輸出時用末級放大元件11的輸出側設置第一匹配電路34,在低 輸出時用末級放大元件12的輸出側設置第二匹配電路35,在它們的 后級設置第三匹配電路36，所以無論輸出功率大時還是小時的任何情 況下，都能夠匹配為特性阻抗50歐姆(Q)，作為高頻放大器能夠實 現高輸出、高效率的特性。
另外，由于無論輸出功率大時還是小時的任何情況下，可以使從 連接點29看截止的放大元件側的匹配電路的阻抗充分高于從連接點 29看導通的放大元件側的匹配電路的阻抗，所以能夠抑制被放大的高 頻信號轉入到截止的放大元件側的匹配電路，能夠降低輸出匹配電路 15的損失，作為高頻放大器能夠實現高輸出、高效率的特性。而且， 能夠提高截止的放大元件側的輸出-輸入之間的隔離，能夠抑制經由截 止的放大元件的轉入而產生的振蕩。
而且，在輸出功率小時，可以進一步提高從連接點29看第一匹配電路34的阻抗，在輸出匹配電路15內，能夠進一步減小因高頻信 號向第一匹配電路34這一方轉入而產生的損失，能夠進一步提高輸 出功率小時的輸出、效率。另外，能夠進一步提高截止的高輸出時用 末級放大元件11側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠進一步抑制振 蕩。
此外，本實施例5中所示的電路主要使用集中常數元件構成，但 串聯電感器25也可以由串聯線路構成，并聯電容器22也可以由開路 短截線構成，并聯電感器也可以由短路短截線構成。放大元件ll、 12 由異質結雙極晶體管(HBT)構成，但也可以由其他的雙極晶體管、 或金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高電子遷移率晶體管 (HEMT)等場效應晶體管(FET)等構成。另外，代替集電極(漏 極)偏置線路23,也可以使用集電極(漏極)偏置施加用電感器26， 反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感器26，也可以使 用集電極(漏極)偏置線路23。而且，集電極(漏極)偏置線路23 和集電極(漏極)偏置施加用電感器26兼作為匹配元件。
實施例6
參考圖13對本發明實施例6的高頻放大器進行說明。圖13是表 示本發明實施例6的高頻放大器的結構的電路圖。
在圖13中，本實施例6的高頻放大器100設置有輸入端子1、 輸出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端 子5、以及模式切換端子6。
另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 放大元件)11、低輸出時用末級放大元件(第二放大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、以及兩個基極(柵極)偏置控 制電路(第一和第二偏置控制電路)16。高輸出時用末級放大元件11 的元件尺寸大于低輸出時用末級放大元件12的尺寸。此外，兩個基 極(柵極)偏置控制電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中設置有第一匹配電路34、第二匹配電路35、 第三匹配電路36、以及開關31。此外，第一匹配電路34通過連接點29與笫三匹配電路36連接，第二匹配電路35通過開關31和連接點 29與第三匹配電路36連接。
第一匹配電路34中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路 電容器24構成的短路短截線、低通濾波器型匹配電路30、串聯電感 器(第一串聯電感器)25。另外，低通濾波器型匹配電路30中設置 有兩級的串聯電感器25和并聯電容器22的電路。此外，旁路電容器 24的一端和并聯電容器22的一端與地線19連接。
第二匹配電路35中設置有高通濾波器型匹配電路27和串聯電感 器(第二串聯電感器)25。另外，高通濾波器型匹配電路27中設置 有集電極(漏極)偏置施加用電感器26、旁路電容器24、和串聯電 容器17。此外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有串聯電容器17。
圖13所示的高頻放大器100與圖7所示的高頻放大器100進行 比較，不同之處僅在于在笫二匹配電路35與連接點29之間設置有 由二極管32構成的開關31。
下面，參考附圖對本實施例6的高頻放大器的動作進行說明。 僅對與圖7所示的實施例3的高頻放大器100不同的部分進行說 明。本實施例6的高頻放大器100中，在第二匹配電路34與連接點 29之間i殳置有由二極管32構成的開關31。對于該開關31， 4艮據施加 于模式切換端子6的電壓控制為在輸出功率大時斷開，在輸出功率小 時導通。
因此，由于開關31變為斷開，所以可以進一步提高在輸出功率 大時從連接點29看第二匹配電路35的阻抗。因此，在輸出匹配電路 15內，能夠進一步減小因高頻信號向第二匹配電路35這一方轉入而 產生的損失，在輸出功率大時能夠進一步實現高輸出、高效率的特性。 同時，高頻信號不向第二匹配電路35這一方轉入，從而在輸出功率 大時，能夠進一步抑制由于由高輸出時用末級放大元件11放大的高 頻信號經由截止的低輸出時用末級放大元件12向輸入側反饋而產生 的振蕩。即，能夠進一步提高截止的低輸出時用末級放大元件12側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠進一步抑制振蕩。
根據本實施例6，圖13的高頻放大器100在圖7的實施例3的 高頻放大器100的效果的基礎上，在輸出功率大時，在輸出匹配電路 15內能夠減小因高頻信號向第二匹配電路35這一方轉入而產生的損 失，在輸出功率大時能夠進一步實現高輸出、高效率的特性。同時， 高頻信號不向第二匹配電路35這一方轉入，從而在輸出功率大時， 能夠進一步抑制由于由高輸出時用末級放大元件11放大的高頻信號 經由截止的低輸出時用末級放大元件12向輸入側反饋而產生的振蕩。 即，能夠進一步提高截止的低輸出時用末級放大元件12側的電路的 輸出-輸入間的隔離，能夠進一步抑制振蕩。
本實施例6中說明了在對實施例3 (圖7)適用了由二極管32 構成的開關31的情況，但對實施例1 (圖1)、實施例2 (圖5)、 實施例4 (圖9)、實施例5 (圖11)適用的情況也具有同樣的效果。 另外，本實施例6中說明了作為開關31使用了二極管32的情況，但 作為開關31也可以使用FET開關或機械式開關等開關。
放大元件ll、 12由異質結雙極晶體管(HBT)構成， <旦也可以 由其他的雙極晶體管、或金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高 電子遷移率晶體管(HEMT)等場效應晶體管(FET)等構成。另夕卜， 代替集電極(漏極)偏置線路23,也可以使用集電極(漏極)偏置施 加用電感器26，反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感 器26，也可以使用集電極(漏極)偏置線路23。而且，集電極(漏 極)偏置線路23和集電極(漏極)偏置施加用電感器26兼作為匹配 元件。
實施例7
參考圖14對本發明實施例7的高頻放大器進行說明。圖14是表 示本發明實施例7的高頻放大器的結構的電路圖。
在圖14中，本實施例7的高頻放大器100設置有輸入端子1、 輸出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端 子5、以及模式切換端子6。另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 放大元件)11、低輸出時用末級放大元件(第二放大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、兩個基極(柵極)偏置控制電 路(第一和第二偏置控制電路)16、以及基極(柵極)接地晶體管(第 三放大元件)33。高輸出時用末級放大元件11的元件尺寸大于低輸 出時用末級放大元件12的尺寸。此外，兩個基極(柵極)偏置控制 電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中設置有第一匹配電路34、第二匹配電路35、 以及第三匹配電路36。此外，第一和第二匹配電路34、 35通過連接 點29與第三匹配電路36連接。
第 一 匹配電路34中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路 電容器24構成的短路短截線、低通濾波器型匹配電路30、和串聯電 感器(第一串聯電感器)25。另外，低通濾波器型匹配電路30中設 置有兩級的串聯電感器25和并聯電容器22的電路。此外，旁路電容 器24的一端和并聯電容器22的一端與地線19連接。
第二匹配電路35中設置有高通濾波器型匹配電路27和串聯電感 器(第二串聯電感器)25。另外，高通濾波器型匹配電路27中設置 有集電極(漏極)偏置施加用電感器26、旁路電容器24、以及串聯 電容器17。此外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有串聯電容器17。
圖14所示的高頻放大器100與圖7所示的高頻放大器100進行 比較，不同之處僅在于在低輸出時用末級放大元件12的輸出側插 入射地-基地(cascode)連接的基極(柵極)接地晶體管33。
下面，參考附圖對本實施例7的高頻放大器的動作進行說明。 僅對與圖7所示的實施例3的高頻放大器100不同的部分進行說 明。在圖14所示的實施例7的高頻放大器100中，在低輸出時用末 級放大元件12的輸出側插入有基極(柵極)接地晶體管33。該基極 (柵極)接地晶體管33的基極電壓是由基極(柵極)偏置控制電路(第 二偏置控制電壓)16提供的。而且，基極(柵極)偏置控制電路16根據來自模式切換端子6的電壓進行如下控制在輸出功率大時使基 極(柵極)接地晶體管33截止，在輸出功率小時使基極(柵極)接 地晶體管33導通。
因此，在輸出功率大時，通過用被截止的基極(柵極)接地晶體 管33來切斷經由第二匹配電路35向低輸出時用末級放大元件12這 一方轉入的信號，從而能夠進一步抑制由于由高輸出時用末級放大元 件11放大的高頻信號經由截止的低輸出時用末級放大元件12向輸入 側反饋而產生的振蕩。即，能夠進一步提高截止的低輸出時用末級放 大元件12側的電路的輸出-輸入間的隔離，能夠進一步抑制振蕩。
根據本實施例7，在圖14所示的高頻放大器100中，在圖7的 實施例3的高頻放大器100的效果的基礎上，在輸出功率大時，用被 截止的基極(柵極)接地晶體管33切斷經由第二匹配電路35向低輸 出時用末級放大元件12這一方轉入的信號，從而能夠進一步抑制由 于由高輸出時用末級放大元件11放大的高頻信號經由截止的低輸出 時用末級放大元件12向輸入側反饋而產生的振蕩。即，能夠進一步 提高截止的低輸出時用末級放大元件12側的電路的輸出-輸入間的隔 離，能夠進一步抑制振蕩。
本實施例7中，說明了對圖7的實施例3的高頻放大器100適用 了基極(柵極)接地晶體管33的情況，但對實施例1 (圖1)、實施 例2 (圖5 )、實施例4 (圖9 )、實施例5 (圖11)、實施例6 (圖 13)的高頻放大器100適用的情況也具有同樣的效果。
放大元件ll、 12由異質結雙極晶體管(HBT)構成，但也可以 由其他的雙極晶體管、或金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高 電子遷移率晶體管(HEMT)等場效應晶體管(FET)等構成。另夕卜， 代替集電極(漏極)偏置線路23,也可以使用集電極(漏極)偏置施 加用電感器26，反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感 器26,也可以使用集電極(漏極)偏置線路23。而且，集電極(漏 極)偏置線路23和集電極(漏極)偏置施加用電感器26兼作為匹配 元件。
44實施例8
參考圖15對本發明實施例8的高頻放大器進行說明。圖15是表 示本發明實施例8的高頻放大器的結構的電路圖。
在圖15中，本實施例8的高頻放大器100設置有輸入端子1、 輸出端子2、集電極(漏極)偏置端子4、基極(柵極)偏置設置端 子5、以及模式切換端子6。
另外，高頻放大器100中設置有高輸出時用末級放大元件(第一 放大元件)11、低輸出時用末級放大元件(第二》文大元件)12、兩個 輸入匹配電路13、輸出匹配電路15、兩個基極(柵極)偏置控制電 路(第一和第二偏置控制電路)16、高輸出時用前級放大元件(第三 放大元件)8、低輸出時用前級放大元件(第四放大元件)9、以及兩 個級間匹配電路(第一和第二級間匹配電路)14。高輸出時用末級放 大元件11的元件尺寸大于低輸出時用末級放大元件12的尺寸。此外， 兩個基極(柵極)偏置控制電路16分別與電源端子28連接。
輸出匹配電路15中設置有第一匹配電路34、第二匹配電路35、 以及第三匹配電路36。此外，第一和第二匹配電路34、 35通過連接 點29與第三匹配電路36連接。
第一 匹配電路34中設置有由集電極(漏極)偏置線路23和旁路 電容器24構成的短路短截線、低通濾波器型匹配電路30、以及串聯 電感器(第一串聯電感器)25。另外，低通濾波器型匹配電路30中 設置有兩級的串聯電感器25和并聯電容器22的電路。此外，旁路電 容器24的一端和并聯電容器22的一端與地線19連接。
第二匹配電路35中設置有高通濾波器型匹配電路27和串聯電感 器(第二串聯電感器)25。另外，高通濾波器型匹配電路27中設置 有集電極(漏極)偏置施加用電感器26、旁路電容器24、以及串聯 電容器17。此外，旁路電容器24的一端與地線19連接。
第三匹配電路36中設置有串聯電容器17。
圖15所示的實施例8的高頻放大器100與圖7所示的實施例3 的高頻放大器IOO進行比較，不同之處僅在于增加了高輸出時用前
45級》丈大元件8、低輸出時用前級》文大元件9、以及兩個級間匹配電路 14,要切換的放大元件為兩級結構。
下面，參考附圖對本實施例8的高頻放大器的動作進行說明。 僅對與圖7所示的實施例3的高頻放大器100不同的部分進行說 明。對高輸出時用前級放大元件8、低輸出時用前級放大元件9的集 電極(漏極)偏置是從集電極(漏極)偏置端子4經由級間匹配電路 14提供的。對高輸出時用前級放大元件8、低輸出時用前級放大元件 9的基極(柵極)偏置是分別由兩個基極(柵極)偏置控制電路16提 供的。
根據本實施例8，在圖15的高頻放大器100中，在圖7的實施 例3的高頻放大器100的效果的基礎上，可以獲得更高的增益。另夕卜， 考慮作為兩級放大器時，在輸出功率小時，不僅是末級放大元件12， 前級放大元件9的尺寸也小，所以能夠進一步降低功耗，實現更高效 率的特性。
在圖15的實施例8的高頻放大器100中，說明了對圖7的實施 例3的高頻放大器IOO適用了兩級放大元件的情況，但對實施例l(圖 1)、實施例2 (圖5 )、實施例4 (圖9 )、實施例5 (圖11)、實 施例6 (圖13 )、實施例7 (圖14 )的高頻放大器100適用的情況也 具有同樣的效果。
放大元件ll、 12由異質結雙極晶體管(HBT)構成，但也可以 由其他的雙極晶體管、或金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高 電子遷移率晶體管(HEMT)等場效應晶體管(FET)等構成。另夕卜， 代替集電極(漏極)偏置線路23，也可以使用集電極(漏極)偏置施 加用電感器26,反之亦可。即，代替集電極(漏極)偏置施加用電感 器26，也可以使用集電極(漏極)偏置線路23。而且，集電極(漏 極)偏置線路23和集電極(漏極)偏置施加用電感器26兼作為匹配 元件。
權利要求
1.一種高頻放大器，包括第一放大元件，對從輸入端子輸入的高頻信號進行放大；第二放大元件，與所述第一放大元件并聯連接，元件尺寸比所述第一放大元件小，對所述高頻信號進行放大；第一偏置控制電路，根據用于切換輸出功率大的情況和小的情況的模式切換電壓，使所述第一放大元件導通/截止；第二偏置控制電路，根據所述模式切換電壓，使所述第二放大元件導通/截止；以及輸出匹配電路，與所述第一放大元件和第二放大元件的輸出側連接，所述輸出匹配電路具有第一匹配電路，與所述第一放大元件的輸出側連接；第二匹配電路，與所述第二放大元件的輸出側連接；以及第三匹配電路，在所述第一匹配電路和第二匹配電路的輸出側的連接點與輸出端子之間連接，匹配為50歐姆，所述高頻放大器的特征在于，所述第一匹配電路包括與所述第一放大元件的輸出側連接的第一高通濾波器型匹配電路以及與所述第一高通濾波器型匹配電路連接的串聯電感器；所述第二匹配電路包括與所述第二放大元件的輸出側連接的第二高通濾波器型匹配電路；在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗、與在輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件截止時的從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗大致相同；在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件截止時的從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗高于從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗；且在輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗高于從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗。
2. —種高頻放大器，包括第一放大元件，對從輸入端子輸入的高頻信號進行放大；第二放大元件，與所述第一放大元件并聯連接，元件尺寸比所述 第一放大元件小，對所述高頻信號進行放大；第一偏置控制電路，根據用于切換輸出功率大的情況和小的情況 的模式切換電壓，使所述第一放大元件導通/截止；第二偏置控制電路，根據所述模式切換電壓，使所述第二放大元 件導通/截止；以及輸出匹配電路，與所述第 一放大元件和第二放大元件的輸出側連接，所述輸出匹配電路具有第一匹配電路，與所述第一放大元件的輸出側連接； 第二匹配電路，與所述第二放大元件的輸出側連接；以及 第三匹配電路，在所述第一匹配電路和第二匹配電路的輸出側的 連接點與輸出端子之間連接，匹配為50歐姆， 所述高頻放大器的特征在于，所述第 一 匹配電路包括與所述第 一放大元件的輸出側連接的第 一高通濾波器型匹配電路；所述第二匹配電路包括與所述第二放大元件的輸出側連接的串聯電感器以及與所述串聯電感器連接的第二高通濾波器型匹配電路； 在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗、與在輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件截止時的從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗大致相同；在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件截止時的從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗高于從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗；且在輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件 截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗高于從所述 連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗。
3. —種高頻放大器，包括第一放大元件，對從輸入端子輸入的高頻信號進行放大；第二放大元件，與所述第一放大元件并聯連接，元件尺寸比所述 笫一放大元件小，對所述高頻信號進行放大；第 一 偏置控制電路，根據用于切換輸出功率大的情況和小的情況 的模式切換電壓，使所述第一放大元件導通/截止；第二偏置控制電路，根據所述模式切換電壓，使所述第二放大元 件導通/截止；以及輸出匹配電路，與所述第一放大元件和第二放大元件的輸出側連接，所述輸出匹配電路具有第一匹配電路，與所述第一放大元件的輸出側連接； 第二匹配電路，與所述第二放大元件的輸出側連接；以及 第三匹配電路，在所述第一匹配電路和第二匹配電路的輸出側的 連接點與輸出端子之間連接，匹配為50歐姆， 所述高頻放大器的特征在于，所述第一匹配電路包括與所述第一放大元件的輸出側連接的低 通濾波器型匹配電路以及與所述低通濾波器型匹配電路連接的第一 串聯電感器；所述第二匹配電路包括與所述第二放大元件的輸出側連接的高 通濾波器型匹配電路以及與所述高通濾波器型匹配電路連接的第二 串聯電感器；在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件 截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗、與在輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件截止時的從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗大致相同；在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件 截止時的從所述連接點看所迷第二匹配電路的第二阻抗高于從所述 連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗；且在輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件 截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗高于從所述 連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗。
4. 根據權利要求3所述的高頻放大器，其特征在于，所述低通 濾波器型匹配電路與所述第 一放大元件的輸出側連接，第三串聯電感器和第一并聯電容器的電路以兩級構成。
5. 根據權利要求4所述的高頻放大器，其特征在于，所述低通 濾波器型匹配電路還包括在所述第一放大元件的輸出側與所述兩級 的電路之間連接的第二并聯電容器。
6. —種高頻放大器，包括第一放大元件，對從輸入端子輸入的高頻信號進行放大；第二放大元件，與所述第一放大元件并聯連接，元件尺寸比所述 第一放大元件小，對所述高頻信號進行放大；第一偏置控制電路，根據用于切換輸出功率大的情況和小的情況 的模式切換電壓，使所述第一放大元件導通/截止；第二偏置控制電路，根據所述模式切換電壓，使所述第二放大元 件導通/截止；以及輸出匹配電路，與所述第一放大元件和第二放大元件的輸出側連接，所述輸出匹配電路具有第一匹配電路，與所述第一放大元件的輸出側連接； 第二匹配電路，與所述第二放大元件的輸出側連接；以及 第三匹配電路，在所述第一匹配電路和第二匹配電路的輸出側的 連接點與輸出端子之間連接，匹配為50歐姆，所述高頻放大器的特征在于，所述第一匹配電路包括與所述第一放大元件的輸出側連接的低 通濾波器型匹配電路、與所述低通濾波器型匹配電路連接的第一高通 濾波器型匹配電路以及與所述第一高通濾波器型匹配電路連接的第 一串聯電感器；所述第二匹配電路包括與所述第二放大元件的輸出側連接的第二高通濾波器型匹配電路以及與所述第二高通濾波器型匹配電路連 接的第二串聯電感器；在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件 截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗、與在輸出功 率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件截止時的從所 述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗大致相同；在輸出功率大時即在所述第一放大元件導通、所述第二放大元件 截止時的從所述連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗高于從所述 連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗；且在輸出功率小時即在所述第二放大元件導通、所述第一放大元件 截止時的從所述連接點看所述第一匹配電路的第一阻抗高于從所述 連接點看所述第二匹配電路的第二阻抗。
7. 根據權利要求1至6的任一項所述的高頻放大器，其特征在 于，所述輸出匹配電路進一步具有開關，該開關連接在所述第二匹配 電路與所述連接點之間，根據所述模式切換電壓在輸出功率大時斷 開，在輸出功率小時導通。
8. 根據權利要求1至6的任一項所述的高頻放大器，其特征在 于，還包括與所述第二放大元件射地-基地連接的第三放大元件；所述第二偏置控制電路根據所述模式切換電壓，在輸出功率大時 使所述第三放大元件截止，在輸出功率小時使所述第三放大元件導 通。
9. 根據權利要求1至6的任一項所述的高頻放大器，其特征在 于，還包括第三放大元件，與所述第一放大元件的輸入側連接； 第四放大元件，與所述第二放大元件的輸入側連接； 第一級間匹配電路，在所述第三放大元件與所述第一放大元件之 間連4妄；以及第二級間匹配電路，在所述第四放大元件與所述第二放大元件之 間連接，所述第一偏置控制電路根據所述模式切換電壓，使所述第一放大 元件和第三放大元件導通/截止，所述第二偏置控制電路根據所述模式切換電壓，使所述第二放大 元件和第四》文大元件導通/截止。
全文摘要
本發明提供一種高頻放大器，該高頻放大器對元件尺寸不同的兩個放大元件進行并聯連接，按照輸出功率的大小對放大元件進行切換，特別設置了輸出匹配電路，該輸出匹配電路無論輸出功率大時還是小時的任何情況下都匹配為特性阻抗(50歐姆)，并且提高從兩個放大元件的輸出側的連接點看截止的放大元件的阻抗。結果是可以實現高輸出、高效率的特性，另外，具有可以抑制被放大的信號轉入到截止的放大元件側的匹配電路的效果。
文檔編號H03F3/19GK101542897SQ20068005648
公開日2009年9月23日 申請日期2006年11月30日 優先權日2006年11月30日
發明者中山正敏, 太田彰, 彌政和宏, 森一富, 紫村輝之 申請人:三菱電機株式會社