專利名稱：高頻電路及高頻模塊的制作方法
高頻電路及高頻模塊相關申請的交叉引用2011年8月5日申請的申請號為2011-171642的日本專利申請所公開的內容，包括其說明書、附圖及摘要，通過引用其整體的方式在此并入。
背景技術：
本發明涉及一種高頻電路及包含該電路的高頻模塊，并且尤其是涉及，當通過數字控制補償由于半導體制造工藝中的變化導致的高頻功率放大器電路中使用的高頻功率放大晶體管的放大特性的變化時，有效改善補償操作準確性的技術。過去，MOS晶體管和雙極晶體管已經被用于裝在例如手機的無線通信終端的發射機中的RF功率放大器的功率放大晶體管。為了改善功率放大晶體管的放大特性，減小MOS晶體管的溝道長度和雙極晶體管的基底寬度是有效的。然而，MOS晶體管的溝道長度和雙極晶體管的基底寬度由于MOS晶體管和雙極晶體管的半導體制造工藝等而變化。因此，當MOS晶體管的溝道長度L變化時，MOS晶體管的溝道電導β變化，或者當雙極晶體管的基底寬度Wb變化時，有效基底寬度通過早期效應變化并且集電極電流改變；因此,高頻功率放大特性的穩定性有可能被削弱。以下引用的專利文獻I公開了一種高頻功率放大器電路，該電路包括放大晶體管、電流模擬晶體管和偏置產生電路，其中通過比較以流過電流模擬晶體管的電流為基礎產生的電壓和通過電流-電壓轉換元件轉換恒流電路的電流產生的參考電壓，偏置產生電路提供給放大晶體管和電流模擬晶體管用于抑制由于短溝道效應或早期效應的改變的偏置。以下引用的專利文獻2公開了一種放大器，其包括偏置單元、放大器單元、電流檢測元件、參考電流產生單元和電流比較器單元。偏置單元包括參考晶體管和復制放大晶體管。參考晶體管的第一偏置電流和復制放大晶體管的第二偏置電流被提供到電流檢測元件。電流檢測元件產生對應于第一偏置電流和第二偏置電流之間的差的檢測電流。電流比較器單元控制復制放大晶體管的第二偏置電流，從而電流檢測元件的檢測電流與參考電流產生單元的參考電流一致。(專利文獻I)日本未決公開專利2005-123861(專利文獻2)日本未決公開專利2010-26340
發明內容
在本發明之前，本發明人從事在半導體制造工藝中對變化具有抵抗性的高頻放大器的研究和開發。在研究和開發中，本發明人研究了專利文獻I公開的技術和專利文獻2公開的技術作為相關技術。本發明人所作的檢驗闡明了兩種技術具有以下問題也就是，在兩種技術中，由于半導體制造工藝變化引起的高頻放大器的電路誤差通過配置模擬系統的反饋環被檢測和補償；因此，操作模擬電路的功耗是巨大的。
另一方面，在本發明之前，本發明人檢查了包括提供給半導體芯片中的放大器復制晶體管的柵極長度監測電路的高頻功率放大器電路。偏置場效應晶體管和功率放大場效應晶體管耦合以配置電流鏡，偏置控制電路產生的偏置電流被提供給偏置場效應晶體管。柵極長度監測電路產生基于柵極長度的檢測電壓，偏置控制電路根據檢測電壓控制偏置電流值；因此，功率放大場效應晶體管跨導的柵極長度依賴性被補償了。當詳細解釋時，柵極長度監測電路的模擬檢測電壓通過A/D轉換器被轉換成數字信號，并且響應于數字信號，偏置控制電路開環控制偏置電流值。當進一步詳細解釋時，由A/D轉換器轉換的數字信號被提供給轉換表格，偏置數字信息從轉換表格中產生并且被提供到偏置控制電路。因此，在現有的第三種技術中，偏置控制電路以數字信號控制偏置電流值；因此，可以降低操作模擬電路的功耗，其已經被指出是上述兩種技術的缺點。在本發明之前，本發明人已經詳細檢驗過第三種技術并且得到了如下結論。S卩，在第三種技術中，跨導的柵極長度依賴性通過偏置控制電路以數字信號開環控制偏置電流值來補償；因此，也就存在欠補償或過補償的可能。原因不僅在于柵極長度監測電路的檢測電壓取決于柵極長度的事實，而且還在于例如柵極氧化層厚度和溝道遷移率等參數依半導體制造工藝而改變的事實。這是由本發明人在本發明之前所作的檢驗闡明的原因。因此，為了解決該問題，需要改變對應于半導體制造工藝參數等的改變的轉換表格。也就是，即使半導體制造工藝參數改變，由轉換表格產生的響應于來自A/D轉換器的數字信號的偏置數字信息通過改變轉換表格而被適當地改變。因此，可使得補償操作適度。此外在第三種技術中，當轉換表格并不是并入高頻功率模塊中，而是并入RFIC(射頻半導體集成電路)中時，需要耦合控制邏輯電路到高頻功率模塊中的A/D轉換器和偏置控制電路。此外，需要在高頻功率模塊的控制邏輯電路和RFIC的轉換表格之間從A/D轉換器傳輸數字信號和從轉換表格中傳輸偏置數字信息。還需要從RFIC提供操作時鐘給高頻功率模塊的控制邏輯電路。這是由本發明人在本發明之前所作的檢驗闡明的事實。作為上述本發明人在本發明之前所作的檢驗的結果，作出了本發明。因此，本發明目的在于，當通過數字控制補償由于半導體制造工藝的變化引起的高頻功率放大器電路中高頻功率放大晶體管放大特性的變化時，改善補償操作的準確性。本發明的另一目的在于提供一種高頻功率模塊，該模塊不需要高頻功率模塊和外部RFIC之間與補償操作相關的數字信號和數字信息的傳輸，并且其不需要從外部提供操作時鐘。本發明的再一目的在于降低用于補償高頻功率放大晶體管放大特性的改變的校準電路的功耗。本發明的上述和其它目的以及新特性通過本實施方式及附圖的描述將會變得清晰。以下簡要解釋本申請公開的典型發明。 即，根據本發明典型實施方式的高頻電路(I)包括具有放大器單元(21)和偏置控制單元(22)的高頻功率放大器電路(20);工藝監測電路(100);搜索控制單元(104);和時鐘產生單元(105)。放大器單元(21)的放大器晶體管(212)的放大增益通過偏置控制單元(22)建立的放大晶體管(212)的偏置電流控制。
工藝監測電路(100)包括第一元件特性檢測器(101)、第二元件特性檢測器(102)和電壓比較器(103)。第一元件特性檢測器(101)的第一復制晶體管(1015)、第二元件特性檢測器(102)的第二復制晶體管(1025)和放大器單元(21)的放大晶體管(212)由相同的半導體制造工藝形成。第一元件特性檢測器(101)將第一復制晶體管(1015)的第一輸出電流轉換成第
一檢測電壓(VQUT1)。第二元件特性檢測器(102)將第二復制晶體管(1025)的第二輸出電流轉換成第二檢測電壓(V_)。電壓比較器(103 )比較第一檢測電壓(V_ )和第二檢測電壓(V_ )，并且提供比較輸出信號到搜索控制單元(104)。響應于時鐘產生單元(105)產生的時鐘信號以及電壓比較器(103)的比較輸出信號，搜索控制單元(104)根據預定搜索算法產生用于最小化第一檢測電壓(Voti)和第二檢測電壓(Vott2)之間差別的多位數字誤差補償值。響應于搜索控制單元(104)中最終存儲的數字誤差補償值，第二元件特性檢測器(102)和偏置控制單元(22)根據預定搜索算法(參考圖2)被反饋控制。以下簡要解釋由本申請公開的典型發明獲得的影響。S卩，根據本發明，當通過數字控制補償由于半導體制造工藝的變化引起的高頻功率放大器電路中高頻功率放大晶體管放大特性的變化時，能夠改善補償操作的準確性。
圖I是示出根據本發明實施方式I的高頻功率模塊I的基本配置圖；圖2是示出根據圖I中所示的本發明實施方式I的高頻功率模塊I中的工藝監測電路100的第一元件特性檢測器101和第二元件檢測器102的配置以及放大器單元21的配置圖；圖3是示出分別耦合從而以如圖2中所示的第一元件特性檢測器101和第二元件檢測器102配置電流鏡的偏置晶體管1014和1024及復制晶體管1015和1025的示意圖。圖4 (A)和圖4 (B)是示出圖3中所示電流鏡的輸出晶體管Qom的輸出電流Id2和Idi基于MOS FET的柵極長度Lg的尺寸而改變的方式圖；圖5 (A)、圖5 (B)和圖5 (C)是示出根據圖2中所示的本發明實施方式I的工藝監測電路100的第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓Votti和第二元件檢測器102的第二檢測電壓Vqut2依MOS FET的柵極長度Lg的變化而改變的方式圖；圖6是示出根據圖2中所示的本發明實施方式I的工藝監測電路100的第二元件檢測器102的第二檢測電壓Vott2能夠被可變電流源1023的可變恒流控制的圖；圖7是示出根據圖2中所示的本發明實施方式I的高頻功率模塊I的偏置控制電源22和第二元件檢測器102的可變電流源1023的配置圖；圖8是示出根據圖2中所示的本發明實施方式I的數字誤差補償值的數字值D0、D2、D3、D4被由高頻功率模塊I的校準電路10的搜索控制單元104執行的二位搜索確定，以及第一元件特性檢測器101的第一檢測電SVtoti和第二元件檢測器102的第二檢測電壓Vout2收斂于最小狀態的方式圖；圖9是示出根據圖2中所示的本發明實施方式I的用于為高頻功率模塊I的校準電路10的搜索控制單元104產生操作時鐘的時鐘產生單元105的配置圖；圖10是示出根據圖9中所示的本發明實施方式I的時鐘產生單元105與高頻功率放大器電路20和校準電路10 —起形成在CMOS硅半導體芯片“Chip”中的方式圖，時鐘產生單元105包括三級串聯耦合的CMOS反相器Invl、Inv2和Inv3的環形振蕩器；圖11是示出根據本發明實施方式I的高頻功率模塊I的另一示例圖，其中時鐘產生單兀105包括安裝在同一模塊中的晶體振蕩器、CMOS娃半導體芯片“Chip”、輸入匹配電路108和輸出匹配電路109 ；圖12是示出根據本發明實施方式2的高頻功率模塊I的配置圖；圖13是示出根據圖12中所示的本發明實施方式2的高頻功率模塊I的操作的波形圖；圖14是示出根據本發明實施方式3的校準電路10的工藝監測電路100的第一元件特性檢測器101和第二元件特性檢測器102的配置以及放大器單元21的配置圖。
具體實施例方式I、實施方式概要首先，解釋本申請公開的發明典型實施方式概要。設計典型實施方式的概要解釋中括號內的附圖的數字符號只是說明什么包括在數字符號相關的元件概念中。( I)根據本發明典型實施方式的高頻電路(I)包括具有放大器單元(21)和偏置控制單元(22)的高頻功率放大器電路(20);工藝監測電路(100);搜索控制單元(104);和時鐘產生單元(105)。放大器單元(21)的放大晶體管(212)的放大增益被由偏置控制單元(22)設定的放大晶體管(212)的偏置電流控制。工藝監測電路(100)包括第一元件特性檢測器(101)、第二元件特性檢測器(102)和電壓比較器(103)。第一元件特性檢測器(101)的第一復制晶體管(1015)、第二元件特性檢測器(102)的第二復制晶體管(1025)和放大器單元(21)的放大晶體管(212)由相同的半導體制造工藝形成。第一元件特性檢測器(101)將第一復制晶體管(1015)的第一輸出電流轉換成第
一檢測電壓(VQUT1)。第二元件特性檢測器(102)將第二復制晶體管(1025)的第二輸出電流轉換成第二檢測電壓(V_)。電壓比較器(103 )比較第一檢測電壓(V_ )和第二檢測電壓(V_ )，并提供比較輸出信號到搜索控制單元(104)。響應于時鐘產生單元(105)產生的時鐘信號和電壓比較器(103)的比較輸出信號，搜索控制單元(104)根據預定搜索算法產生用于最小化第一檢測電壓(Voti)和第二檢測電壓(Vott2)間差別的多位數字誤差補償值。根據預定搜索算法響應于最后存儲在搜索控制單元(104)中的數字誤差補償值，
10第二元件特性檢測器(102 )和偏置控制單元(22 )是反饋控制的(參考圖2 )。根據實施方式1，當通過數字控制補償由于半導體制造工藝的變化引起的高頻功率放大器電路中高頻功率放大晶體管放大特性的變化時，可以改善補償操作的準確性。根據優選實施方式，在用于形成高頻功率放大器電路(20)的半導體制造工藝的變化可以被大體上忽略的理想狀態下，第一元件特性檢測器(101)的第一檢測電壓(Vtoti)和第二元件特性檢測器(102)的第二檢測電壓(Vott2)被設定在基本相等的電壓水平(參見圖2)。根據另一優選實施方式，在理想狀態下，第二復制晶體管(1025)的第二輸出電流被是定為大于第一復制晶體管(1015)的第一輸出電流。第一兀件特性檢測器(101)包括用于將第一復制晶體管(1015)的第一輸出電流轉換為第一檢測電壓(Vquti)的第一電流-電壓轉換電阻(1017、1018)，第二元件特性檢測器
(102)包括用于將第二復制晶體管(1025)的第二輸出電流轉換為第二檢測電壓(Vtot2)的第二電流-電壓轉換電阻(1028)。第一電流-電壓轉換電阻(1017、1018)設定為大于，以在理想狀態下將第一檢測電壓(Votiti)和第二檢測電壓(Votit2)設定在基本相等的電壓水平(參見圖2)。根據再一優選實施方式，第一元件特性檢測器(101)包括耦合到第一復制晶體管(1015)的第一偏置晶體管(1014)以配置電流鏡，和用于使第一電流流過第一偏置晶體管(1014)的第一電流源(1013)。第二元件特性檢測器(102)包括耦合到第二復制晶體管(1025)的第二偏置晶體管(1024)以配置電流鏡，和用于使第二電流流過第二偏置晶體管(1024)的第二電流源(1023)。放大器單元包括耦合到放大晶體管(212)的第三偏置晶體管(211)以配置電流鏡。流過放大器單元(21)的第三偏置晶體管(211)的第三電流被配置為第三電流源的偏置控制單元(22)設定。流過第二元件特性檢測器(102)的第二電流源(1023)的第二電流值和流過放大器單元(21)的第三電流源(22)的第三電流值響應于最終存儲在搜索控制單元(104)中的數字誤差補償值被控制(參見圖2)。在又一優選實施方式中，第一元件特性檢測器(101)包括第一參考電壓源(1012);第一運算放大器(1011);和包括第一輸入P溝道MOS FET (10161)和第一輸出P溝道MOSFET (10162)的第一電流鏡晶體管對(1016)。第二元件特性檢測器(102)包括第二參考電壓源(1022);第二運算放大器(1021);和包括第二輸入P溝道MOS FET (10261)和第二輸出P溝道MOS FET (10262)的第二電流鏡晶體管對(1026)。第一參考電壓源(1012)的第一參考電壓(Vkefi)提供到第一運算放大器(1011)的非反相輸入端。第一運算放大器(1011)的輸出端稱合到第一電流鏡晶體管對(1016)的第一輸入P溝道MOS FET (10161)的源極和第一輸出P溝道MOS FET (10162)的源極。第一輸入P溝道MOS FET (10161)的柵極和第一輸出P溝道MOS FET (10162)的柵極相互耦合。第一輸入P溝道MOS FET (10161)的柵極耦合到第一輸入P溝道MOS FET
11(10161)的漏極,第一復制晶體管(1015)的輸出電極和第一運算放大器(1011)的反相輸入端。第一輸出P溝道MOS FET (10162)的漏極耦合到第一電流-電壓轉換電阻(1017、1018)和電壓比較器(103)的一個輸入端。第二參考電壓源(1022)的第二參考電壓(Vkef2)提供到第二運算放大器(1021)的非反相輸入端。第二運算放大器(1021)的輸出端耦合到第二電流鏡晶體管對(1026)的第二輸入P溝道MOS FET (10261)的源極和第二輸出P溝道MOS FET (10262)的源極。第二輸入P溝道MOS FET (10261)的柵極和第二輸出P溝道MOS FET (10262)的柵極相互耦合。第二輸入P溝道MOS FET (10261)的柵極耦合到第二輸入P溝道MOS FET(10261)的漏極，第二復制晶體管(1025)的輸出電極和第二運算放大器(1021)的反相輸入端。·第二輸出P溝道MOS FET (10262)的漏極耦合到第二電流-電壓轉換電阻(1028)和電壓比較器(103)的另一輸入端。第二參考電壓源(1022)的第二參考電壓(Vkef2)被設定為大于第一參考電壓源(1012)的第一參考電壓(Vkefi)(參見圖2)。在又一優選實施方式中，第一復制晶體管(1015)、第二復制晶體管(1025)、放大晶體管(212)、第一偏置晶體管(1014)、第二偏置晶體管(1024)和第三偏置晶體管(211)是由相同的半導體制造工藝分別形成的N溝道MOS FET (參見圖2)。在又一優選實施方式中，第一復制晶體管(1015)、第二復制晶體管(1025)、放大晶體管(212)、第一偏置晶體管(1014)、第二偏置晶體管(1024)和第三偏置晶體管(211)是由相同的半導體制造工藝分別形成的雙極晶體管(參見圖14)。在又一優選實施方式中，第一復制晶體管(1015)、第二復制晶體管(1025)、放大晶體管(212)、第一偏置晶體管(1014)、第二偏置晶體管(1024)和第三偏置晶體管(211)是由相同的半導體制造工藝分別形成在化合物半導體芯片中的異質結雙極晶體管。在又一有選實施方式中，高頻功率放大器電路(20)、工藝監測電路(100)、搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)形成在單個半導體芯片(Chip)中(參見圖10)。在具體實施方式
中，高頻功率放大器電路(20)、工藝監測電路(100)、搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)形成在共同的高頻功率模塊(I)中，高頻功率放大器電路
(20)、工藝監測電路(100)和搜索控制單元(104)形成在單個半導體芯片中(參見圖11)。在另一具體實施方式
中，高頻電路(I)還包括控制電路(I 10);電源電路(111)和控制數據保持單元(107 )。控制電路(110)和電源電路(111)由外部電源電壓(Vdd)供電。控制電路(110)提供控制啟動信號(？011_1^86丨)到電源電路(111)。響應于控制啟動信號(Pon_Reset)，電源電路(111)提供校準電源電壓(VDD_CAL)到工藝監測電路(100)的第一元件特性檢測器(101)、第二元件特性檢測器(201)和電壓比較器(103)以及搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)。當數字誤差補償值最終存儲在搜索控制單元(104)并且校準操作的執行完成的同時，搜索控制單元(104 )提供控制結束信號(CAL_End)給電源電路(111)。響應于控制結束信號(CAL_End)，電源電路(111)提供高頻放大電源電壓(VDD_RF)到放大器單元(21)和偏置控制單元(22)。放大器單元(21)和偏置控制單元(22)使用高頻放大電源電壓(Vdd_RF)執行高頻放大操作。在高頻放大操作期間，提供到工藝監測電路(100)的第一元件特性檢測器(101)、第二元件特 性檢測器(102)和電壓比較器(103)以及搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)的校準電源電壓(VDD_CAL)被設定成低壓(參見圖12和圖13)。在又一具體實施方式
中，在校準操作期間，提供到放大器單元(21)和偏置控制單元(22)的高頻放大電源電壓(VDD_RF)被設定為低壓(參見圖12和圖13)。在又一具體實施方式
中，控制電路(110 )配置成能夠檢測外部電源電壓(Vdd )上電的上電檢測電路。配置成上電檢測電路的控制電路(110)提供作為上電復位信號的控制啟動信號(Pon_Reset)到電源電路(111)。當由時鐘產生單元(105)產生的時鐘信號的振蕩頻率在提供校準功率電壓(VDD_CAL)到時鐘產生單元(105)開始之后基本穩定時，配置成上電檢測電路的控制電路(110)提供作為校準啟動信號(CAL_Start)到搜索控制單元(104)(參見圖12和圖13)。在最具體的實施方式中，高頻電路(I)還包括增益控制電路(112)和增益控制導向的可變電流源(113)。增益控制電路(I 12)控制增益控制導向的可變電流源(I 13)以使得增益控制導向的可變電流基本和流過增益控制導向的可變電流源(113)的自動功率控制電壓(Vapc)成比例。流過增益控制導向的可變電流源(113)的增益控制導向的可變電流被提供到放大器單元(21)。在高頻放大操作期間，電源電路(111)提供高頻放大電源電壓(Vdd_RF)到增益控制電路(I 12)和增益控制導向的可變電流源(I 13)(參見圖12)。(2)根據本發明另一觀點的典型實施方式的高頻模塊(I)包括高頻功率放大器電路(20);工藝監測電路(100);搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)。高頻功率放大器電路(20 )包括放大器單元(21)和偏置控制單元(22 )。放大器單元(21)的放大晶體管(212)的放大增益被由偏置控制單元(22)設定的放大晶體管(212)的偏置電流控制。工藝監測電路(100)包括由和放大器單元(21)的放大晶體管(212)相同的半導體制造工藝形成的復制晶體管(1015、1025)，從而工藝監測電路(100)產生監測復制晶體管(1015、1025)特性的監測輸出。響應于時鐘產生單元(105)的校準時鐘年和工藝監測電路(100)的監測輸出，搜索控制單元(104)產生用于根據預定搜索算法調整放大器晶體管(212)的放大增益的多位數字補償值。響應于根據預定搜索算法存儲在搜索控制單元(104)中的數字補償信號，工藝監測電路(100)和偏置控制單元(22)是反饋控制的(參見圖2)。根據實施方式，當通過數字控制補償由于半導體制造工藝的變化引起的高頻功率放大器電路中高頻功率放大晶體管放大特性的變化時，可以改善補償操作的準確性。在優選實施方式中，放大器單元(21)的放大晶體管(212)和工藝監測電路(100)的復制晶體管(1015、1025)是由相同的半導體制造工藝形成的N溝道MOS FET (參見圖2)。在另一優選實施方式中，放大器單元(21)的放大晶體管(212)和工藝監測電路
(100)的復制晶體管(1015、1025)是由相同的半導體制造工藝形成的雙極晶體管(參見圖14)。在又一優選實施方式中，高頻功率放大器電路(20)、工藝監測電路(100)、搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)形成在單個半導體芯片(Chip)中，校準電路(10)由工藝監測電路(100)、搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)組成(參見圖10)。在又一優選實施方式中，高頻功率放大器電路(20)、工藝監測電路(100)和搜索控制單元(104)形成在單個半導體芯片(Chip)中，校準電路(10)由工藝監測電路(100)和 搜索控制單元(104)組成，從時鐘產生單元(105)提供時鐘信號給校準電路(10)(參見圖11)。在具體實施方式
中，高頻模塊(I)還包括控制電路(I 10);電源電路(111)和控制數據保持單元(107)。控制電路(110)和電源電路(111)由外部電源電壓(Vdd)供電。控制電路(I 10)提供控制啟動信號(Pon_Reset)到電源電路(111)。響應于控制啟動信號(Pon_Reset)，電源電路(111)提供校準電源電壓(VDD_CAL)到工藝監測電路(100)、搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)。工藝監測電路(100)、搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)使用校準電源電壓(vdd_cal)執行校準操作，從而根據預定的搜索算法數字補償值被存儲在搜索控制單元(104)中。當數字誤差補償值最終存儲在搜索控制單元(104)并且校準操作的執行完成的同時，搜索控制單元(104 )提供控制結束信號(CAL_End)給電源電路(111)。響應于控制結束信號(CAL_End)，電源電路(111)提供高頻放大電源電壓(VDD_RF)到放大器單元(21)和偏置控制單元(22)。放大器單元(21)和偏置控制單元(22)使用高頻放大電源電壓(Vdd_RF)執行高頻放大操作。在高頻放大操作期間，提供到工藝監測電路(100)、搜索控制單元(104)和時鐘產生單元(105)的校準電源電壓(VDD_CAL)被設定成低壓(參見圖12和圖13)。2、實施方式細節然后，詳細解釋實施方式。在用于解釋本發明具體實施方式
的整個附圖中，相同的符合和具有相同功能的元件關聯，因此重復的解釋被省略了。(實施方式I)《高頻功率模塊的基本配置》圖I示出了根據本發明實施方式I的高頻功率模塊I的基本配置。如圖I所示，高頻功率模塊I包括校準電路10和高頻功率放大器電路20。高頻功率放大器電路20包括放大器單元21和偏置控制單元22。放大器單元21執行在RF輸入端上的RF輸入信號Pin的功率放大，以產生在RF輸出端上的RF輸出信號Pout。RF輸入端上的RF輸入信號Pin是由RFIC (射頻半導體集成電路)(未示出)的傳輸信號處理單元提供的。RF輸出端上的RF輸出信號Pout通過輸出匹配電路、天線開關、轉換開關等提供到手機的天線(天線和其它未示出)。放大器單元21的放大增益能夠被由偏置控制單元22設定的放大器單元21的功率放大晶體管的偏置電流的電流值控制。《校準電路》圖I中示出的高頻功率模塊I的校準電路10補償由半導體制造工藝的變化引起的放大器單元21的功率放大晶體管的放大特性的改變。校準電路10包括工藝監測電路100、搜索控制單元104、時鐘產生單元105、控制數據轉換表106和控制數據保持單元107。工藝監測電路100監測由半導體制造工藝的變化引起的放大器單元21的功率放大晶體管的放大特性的改變。即，工藝監測電路100包括第一元件特性檢測器101、第二元件特性檢測器102和電壓比較器103。第一元件特性101檢 測器的第一檢測晶體管、第二元件特性檢測器102的第二檢測晶體管和放大器單元21的功率放大晶體管由相同的半導體制造工藝形成。這些晶體管的柵極寬度Wg具有相同的制造目標尺寸，這些晶體管的柵極長度Lg也具有相同的制造目標尺寸。當這些晶體管是雙極晶體管時，這些晶體管由相同的半導體制造工藝形成，并且這些晶體管的基底寬度Wb也具有相同的制造目標尺寸。在半導體制造工藝的變化處于理想狀態的零狀態下，第一元件特性檢測器101的第一檢測輸出信號和第二元件特性檢測器102的第二檢測輸出信號變成相等的。因此，搜索控制單元104的數字誤差補償值也變得處于零狀態，其中電壓比較器103的多位比較輸出信號響應于由時鐘產生單元105產生的時鐘信號被存儲。因此，在理想狀態下，即使工藝監測電路100的第二元件特性檢測器102以及高頻功率放大器電路20的放大器單元21和偏置控制單元22是響應于搜索控制單元104的數字誤差補償值被反饋控制的，偏置狀態等同于由半導體制造工藝的變化引起的放大器單元21的功率放大晶體管的放大特性的改變不被補償時的狀態。然而，實際上會發生半導體制造工藝的變化，并且第一元件特性檢測器101的第一檢測輸出信號和第二元件特性檢測器102的第二檢測輸出信號是不同的。因此，電壓比較器103的比較輸出信號取決于第一檢測輸出信號和第二檢測輸出信號的大小關系改變到高電平或低電平。響應于由時鐘產生單元105產生的時鐘信號，搜索控制單元104根據合適的搜索算法，例如二分法搜索產生數字誤差補償值，從而第一元件特性檢測器101的第一檢測輸出信號和第二元件特性檢測器102的第二檢測輸出信號之間的差別可以變得最小。即，工藝監測電路100的第二元件特性檢測器102以及高頻功率放大器電路20的放大器單元21和偏置控制單元22是根據通過搜索操作最終存儲在搜索控制單元104中的數字誤差補償值而被反饋控制的。因此，反饋控制被執行來實現基本理想的狀態，其中工藝監測電路100的第一元件特性檢測器101的第一檢測輸出信號和第二元件特性檢測器102的第二檢測輸出信號之間的差別達到最小。根據存儲在搜索控制單元104中的理想數字誤差補償值，高頻功率放大器電路20的放大器單元21和偏置控制單元22執行對抗半導體制造工藝變化的功率放大晶體管的放大特性的數字反饋控制補償。具體的，存儲在搜索控制單元104的數字誤差補償值通過控制數據轉換表106被轉換成偏置電流設定信息。當高頻功率放大器電路20的偏置控制單元22設定放大器單元21的功率放大晶體管的偏置電流的電流值時，使用該偏置電流設定信息。由控制數據轉換表106轉換的偏置電流設定信息存儲在控制數據保持單元107中，并且從控制數據保持單元107提供到偏置控制單元22。
《工藝監測電路和放大器單元的配置》圖2示出了根據圖I中示出的本發明實施方式I的高頻功率模塊I中工藝監測電路100的第一元件特性檢測器101和第二元件特性檢測器102的配置以及放大器單元21的配置。如圖2所示，第一元件特性檢測器101包括固定電流源1013、復制晶體管1015、偏置晶體管1014、電流鏡晶體管對1016、參考電壓源1012、運算放大器1011、電流-電壓轉換電阻1018和比較電壓調 節電阻1017。由于N溝道MOS FET的偏置晶體管1014和N溝道MOS FET的復制晶體管1015以電流鏡配置耦合，因此流過作為電流鏡的輸入晶體管的、與固定電流源1013的恒定電流成比例的電流值的恒定電流流過作為電流鏡輸出晶體管的復制晶體管1015。偏置晶體管1014的源極和復制晶體管1015的源極耦合到地電壓GND，偏置晶體管1014的柵極和漏極耦合，偏置晶體管1014的柵極和復制晶體管1015的柵極耦合，固定電流源1013耦合在偏置晶體管1014的漏極和電源電壓Vdd之間。參考電壓源1012的參考電壓Vkefi提供到運算放大器1011的非反相輸入端。運算放大器1011的輸出端耦合到電流鏡晶體管對1016的兩個P溝道MOS FET 10161和10162的源極。P溝道MOS FET10161的柵極和漏極耦合到P溝道MOS FET 10162的柵極，并進一步耦合到運算放大器1011的反相輸入端和復制晶體管1015的漏極。P溝道MOS FET 10162的漏極通過串聯耦合的比較電壓調節電阻1017和電流-電壓轉換電阻1018耦合到地電壓GND，并且進一步耦合到電壓比較器103的反相輸入端。如圖2所示，第二元件特性檢測器102包括可變電流源1023、復制晶體管1025、偏置晶體管1024、電流鏡晶體管對1026、參考電壓源1022、運算放大器1021和電流-電壓轉換電阻1028。由于N溝道MOS FET的偏置晶體管1024和N溝道MOS FET的復制晶體管1025以電流鏡配置耦合，因此流過作為電流鏡的輸入晶體管的、與固定電流源1023的恒定電流成比例的電流值的恒定電流流過作為電流鏡輸出晶體管的復制晶體管1025。偏置晶體管1024的源極和復制晶體管1025的源極耦合到地電壓GND，偏置晶體管1024的柵極和漏極耦合，偏置晶體管1024的柵極和復制晶體管1025的柵極耦合，可變電流源1023耦合在偏置晶體管1024和電源電壓Vdd之間。參考電壓源1022的參考電壓Vkef2提供到運算放大器1021的非反相輸入端。運算放大器1021的輸出端耦合到電流鏡晶體管對1026的兩個P溝道MOS FET 10261和10262的源極。P溝道MOS FET10261的柵極和漏極耦合到P溝道MOS FET 10262的柵極，并進一步耦合到運算放大器1021的反相輸入端和復制晶體管1025的漏極。P溝道MOS FET 10262的漏極通過電流-電壓轉換電阻1028耦合到地電壓GND，并且進一步耦合到電壓比較器103的非反相輸入端。如圖2所示，放大器單元21包括偏置晶體管211、RF信號輸入端214、隔直電容器215、交流分量衰減電阻器213、放大晶體管212、負載元件216和RF信號輸出端217。由于N溝道MOS FET的偏置晶體管211和N溝道MOS FET的放大晶體管212以電流鏡配置耦合，因此流過作為電流鏡輸入晶體管的偏置晶體管211的、與偏置控制單元22的可變恒定電流成比例的電流值的恒定電流流過作為電流鏡輸出晶體管的放大晶體管212。偏置晶體管211的源極和放大晶體管212的源極耦合到地電壓GND，偏置晶體管211的柵極和漏極耦合，偏置晶體管211的柵極和放大晶體管212的柵極通過交流分量衰減電阻器213相互耦合，偏置控制單元22的可變電流源耦合在偏置晶體管211和電源電壓Vdd之間。在圖2中，第一元件特性檢測器101的第一檢測晶體管1015、第二元件特性檢測器102的第二檢測晶體管1025和放大器單元21的功率放大晶體管213由相同的半導體制造工藝形成。這些晶體管的柵極寬度Wg具有相同的制造目標尺寸，這些晶體管的柵極長度Lg也具有相同的制造目標尺寸。第一元件特性檢測器101的第一偏置晶體管1014、第二元件特性檢測器102的第二偏置晶體管1024和放大器單元21的偏置晶體管211由相同的制造工藝形成。這些晶體管的柵極寬度Wg具有 相同的制造目標尺寸，這些晶體管的柵極長度Lg也具有相同的制造目標尺寸。通過運算放大器1011的反饋操作，耦合到反相輸入端的第一檢測晶體管1015的漏源電壓Vdsi被控制為和耦合到非反相輸入端的參考電壓源1012的參考電壓Vkefi基本相同的電壓水平。類似地，通過運算放大器1021的反饋操作，耦合到反相輸入端的第二檢測晶體管1025的漏源電壓Vds2被控制為和耦合到非反相輸入端的參考電壓源1022的參考電壓Vkef2基本相同的電壓水平。為了建立第一元件特性檢測器101的第一檢測晶體管1015的漏極電流Idsi與第二元件特性檢測器102的第二檢測晶體管1025的漏極電流Ids2之間IDS1〈IDS2的關系，預先要設定vKEF1〈vKEF2的關系和vDS1〈vDS2的關系。因此，第一元件特性檢測器101的第一檢測晶體管1015的漏極電流Idsi和第二元件特性檢測器102的第二檢測晶體管1025的漏極電流Ids2分別通過以下等式給出。
IW /、, /、 Imi = ·— β€οχ 了至(Fas — Vm ) (I + ^Vdsi )(等式 I)Im2+等式 2)
ajG此處，μ是MOS FET的溝道遷移率，Cox是MOS FET的柵極氧化層電容，Vgs是MOSFET的柵源電壓，Vth是MOS FET的閾值電壓，λ是MOS FET的溝道長度調制系數。通過預先設定VDS1〈VDS2的關系，建立公式(I)和公式(2)給出的漏極電流Idsi和Ids2之間〗DS1〈〗DS2的關系變得可能。通過將第一元件特性檢測器101的電流鏡晶體管對1016的兩個P溝道MOS FET10161和10162的元件尺寸設計成相等，使得與第一元件特性檢測器101的第一檢測晶體管1015的漏極電流Idsi同樣電流值的電流穿過串聯耦合的比較電壓調節電阻1017和電流-電壓轉換電阻1018變得可能。類似地，通過將第二元件特性檢測器102的電流鏡晶體管對1026的兩個P溝道MOS FET 10261和10262的元件尺寸設計成相等，使得與第二元件特性檢測器102的第二檢測晶體管1025的漏極電流Ids2同樣電流值的電流穿過電流-電壓轉換電阻1028變得可能。假設比較電壓調節電阻1017的阻值是Rcont，電流-電壓轉換電阻1018的阻值是R1,電流-電壓轉換電阻1028的阻值是R2，第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓Vquti和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vtot2分別由以下等式給出。Voun = (U1)Idsi (等式 3)Vout2 = R2Ids2 (等式 4)在半導體制造工藝的變化處于理想狀態的零狀態下，設定比較電壓調節電阻1017的阻值Rount，以使得第一元 件特性檢測器101的第一檢測電壓Vron和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vot2可以變得相互基本相等。通過使等式(3)和等式(4)相等，比較電壓調節電阻1017的阻值Rount由以下等式得出。(UR1) Idsi = R2Ids2 (等式 5)—&(等式 6)
Idsi例如，當阻值R1和阻值R2都等于阻值R時，并且當漏極電流Idsi和Ids2具有Ids2 =2IDS1的關系時，比較電壓調節電阻1017的阻值Rount由阻值R給出。當半導體制造工藝的變化處于理想狀態(零狀態)下，第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓v_和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓V_變得相等。因此，響應于由時鐘產生單元105產生的時鐘信號將電壓比較器103的多位比較輸出信號存儲在搜索控制單元104中，搜索控制單元104的數字誤差補償值也變為零狀態。因此，在理想狀態下，即使工藝監測電路100的第二元件特性檢測器102以及高頻功率放大器電路20的放大器單元21和偏置控制單元22響應于搜索控制單元104的數字誤差補償值被反饋控制時，偏置狀態變得等價于由半導體制造工藝的變化引起的放大器單元21的功率放大晶體管的放大特性的變化未補償時的狀態。然而，半導體制造工藝的變化是實際存在的，并且第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓Votti和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vott2是不同的；因此，電壓比較器103的比較輸出信號取決于第一檢測電壓Vam和第二檢測電壓Votjk的大小關系改變到高電平或低電平。響應于由時鐘產生單元105產生的時鐘信號，搜索控制單元104根據合適的搜索算法(例如二分法搜索)產生數字誤差補償值，從而第一檢測電壓Votti和第二檢測電壓Vott2之間的差可以變得最小。S卩，工藝監測電路100的第二元件特性檢測器102以及高頻功率放大器電路20的放大器單元21和偏置控制單元22是根據由搜索操作最終存儲在搜索控制單元104中的數字誤差補償值而被反饋控制的。因此，反饋控制被執行來實現基本理想的狀態，在該狀態中工藝監測電路100的第一檢測電壓Vain和第二檢測電壓Votit2之間的差達到最小。根據存儲在搜索控制單元104中的理想數字誤差補償值，高頻功率放大器電路20的放大器單元21和偏置控制單元22執行針對半導體制造工藝變化的功率放大晶體管的放大特性的數字反饋控制補償。具體地，存儲在搜索控制單元104的數字誤差補償值由控制數據轉換表106轉換成偏置電流設定信息。當高頻功率放大器電路20的偏置控制單元22設定放大器單元21的功率放大晶體管的偏置電流的電流值時，使用偏置電流設定信息。由控制數據轉換表106轉換的偏置電流設定信息存儲在控制數據保持單元107中，并且從控制數據保持單元107提供到偏置控制單元22。《第一元件特性檢測器和第二元件特性檢測器的操作》
圖3是示出分別耦合以配置成如圖2所示的第一元件特性檢測器101和第二元件特性檢測器102的電流鏡的復制晶體管1015和1025以及偏置晶體管1014和0124的操作的示意圖。如圖3所示，與流過作為電流鏡輸入晶體管Qin的偏置晶體的輸入電流Ikef成比例的輸出電路Id流過作為電流鏡輸出晶體管Qott的復制晶體管。當輸出晶體Qout的漏源電壓值Vds是Vds2和Vdsi時，輸出電流Id的相應值Ids2和Idsi分別由等式(2)和等式(I)給出。
圖4 (A)和圖4 (B)示出了圖3示出的電流鏡的輸出晶體管Qtm的輸出電流Ids2和Idsi取決于MOS FET的柵極長度Lg的尺寸變化的方式。圖4 (A)示出了當MOS FET的柵極長度Lg大時，電流鏡的輸出晶體管Qom的輸出電流Ids2和IDS1。當柵極長度Lg大時，MOS FET的溝道長度調制系統λ小；因此，當輸出晶體管Qom的漏源電壓值Vds從Vdsi改變到Vds2時，輸出晶體管Qom相應的輸出電流Ids2和Iim的差小。圖4 (B)示出了當MOS FET的柵極長度Lg小時，電流鏡的輸出晶體管Qom的輸出電流Ids2和IDS1。當柵極長度Lg小時，MOS FET的溝道長度調制系統λ大；因此，當輸出晶體管Qom的漏源電壓值Vds從Vds2改變到Vdsi時，輸出晶體管Qom相應的輸出電流Ids2和Iim的差大。圖5 (A)、圖5 (B)和圖5 (C)示出了根據圖2示出的本發明實施方式I的工藝監測電路100的第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓Votti和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Votit2取決于MOS FET的柵極長度Lg的變化而改變的方式。圖5 (A)示出了當半導體制造工藝處于理想零狀態時柵極長度Lg沒有變化的情況。在現有的情況下，如上所述，工藝監測電路100中第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓值和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓值V_變得基本相等。圖5 (B)示出了作為半導體制造工藝變化出現的結果的柵極長度Lg大于制造目標尺寸的情況。在圖5 (B)的情況下，MOS FET的溝道長度調制系統λ小于圖5 (A)的情況；因此，在工藝監測電路100中，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓值V_變得小于第一兀件特性檢測器101的第一檢測電壓值Vquti。圖5 (C)示出了作為半導體制造工藝變化出現的結果的柵極長度Lg小于制造目標尺寸的情況。在圖5 (C)的情況下，MOS FET的溝道長度調制系統λ大于圖5 (A)的情況；因此，在工藝監測電路100中，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓值V_變得大于第一兀件特性檢測器101的第一檢測電壓值Vquti。在另一方面，MOS FET的跨導gm由以下等式給出。
IJfr ,\Sm ~ Jr +. /^DS (等式 7 )因此，從等式(7)可以理解，當作為半導體制造工藝變化的結果的柵極長度Lg大于制造目標尺寸時，可以通過從初始值增加漏極電流Ids來補償跨導gm對MOS FET柵極長度Lg的依賴。類似地，從等式(7)可以理解，當作為半導體制造工藝變化的結果的柵極長度Lg變得小于制造目標尺寸時，可以通過從初始值減小漏極電流Ids來補償跨導gm對MOSFET柵極長度Lg的依賴。
在另一方面，柵極長度Lg大并且如圖5 (B)中那樣保持VotitZVoti的關系的狀態，以及柵極長度Lg小并且如圖5 (C)中那樣保持VOTT2>VOTT1的關系的狀態可以分別由電壓比較器103的比較輸出信號的低電平和高電平來決定。S卩，可以基于電壓比較器103的比較輸出信號的低電平來決定柵極長度Lg大并且如圖5 (B)中那樣保持VOT2〈VTOT1的關系的狀態。響應于時鐘產生單元105產生的時鐘信號，搜索控制單元104根據合適的搜索算法，例如二分法搜索產生滿足Vott2 - Voun關系的數字誤差補償值。即通過增加可變電流源1023的可變恒定電流而不是初始值，搜索控制單元104的數字誤差補償值被反饋控制到滿足Vtot2 ^ Voun關系的理想狀態。在搜索控制單元104中存儲的數字誤差補償值通過控制數據轉換表106轉換成偏置電流設定信息。偏置電流設定信息被存儲在控制數據保持單元107中，并被從控制數據保持單元107提供到偏置控制單元22。高頻功率放大器電路20的偏置控制單元22設定放大器單元21的功率放大晶體管212的偏置電流的電流值。即，通過增加放大器單元21的功率放大晶體212的漏極電流Ids而不是初始值，可以補償跨導gm對功率放大晶體212的MOS FET的柵極長度Lg的依賴。類似地，可以基于電壓比較器103的比較輸出信號的高電平來決定柵極長度Lg小并且如圖5 (C)中那樣保持VotitPVoti的關系的狀態。響應于時鐘產生單元105產生的時鐘信號，搜索控制單元104根據合適的搜索算法，例如二分法搜索產生滿足Vtot2 ^ Voun關系的數字誤差補償值。即通過減少可變電流源1023的可變恒定電流而不是初始值，搜索控制單元104的數字誤差補償值被反饋控制到滿足Votit2 ^ Voun關系的理想狀態。在搜索控制單元104中存儲的數字誤差補償值通過控制數據轉換表106轉換成偏置電流設定信息。偏置電流設定信息存儲在控制數據保持單元107中，并被從控制數據保持單元107提供到偏置控制單元22。高頻功率放大器電路20的偏置控制單元22設定放大器單元21的功率放大晶體管212的偏置電流的電流值。即，通過減少放大器單元21的功率放大晶體212的漏極電流Ids而不是初始值，可以補償跨導gm對功率放大晶體212的MOS FET的柵極長度Lg的依賴。圖6是示出了根據圖2示出的本發明實施方式I的工藝監測電路100的第二元件 特性檢測器102的第二檢測電壓Vqut2可以由可變電流源1023的可變恒定電流控制。如圖6所示，通過增加可變電流源1023的可變恒定電流，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vqut2被增加了，通過減少可變電流源1023的可變恒定電流，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vott2被減少了。即，可變電流源1023的可變恒定電流值被設定使得第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓值VtotJP第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vott2可以變得基本相等。《偏置控制單元和可變電流源的配置》圖7示出了根據圖2所示的本發明實施方式I的高頻功率模塊I的偏置控制單元22和第二元件特性檢測器102的可變電流源1023的配置。如圖7所示，偏置控制單元22和可變電流源1023包括參考電壓源301，運算放大器302，兩個P溝道MOS FET 303和304，調節電阻器305，多個控制開關311、312、313、314和315，和多個電阻器321、322、323、324和325。參考電壓源301的參考電壓Vkef提供到運算放大器302的非反相輸入端，運算放大器302的輸出信號提供到兩個P溝道MOS FET 303和304的柵極，電源電壓Vdd提供到兩個P溝道MOS FET 303和304的源極。調節電阻器305的一端耦合到P溝道MOS FET 303的漏極和運算放大器302的反相輸入端，調節電阻器305的另一端耦合到控制開關311的一端和電阻器321的一端，控制開關311的另一端和電阻321的另一端耦合到控制開關312的一端和電阻器322的一端。控制開關312的另一端和電阻322的另一端耦合到控制開關313的一端和電阻器323的一端，控制開關313的另一端和電阻器323的另一端耦合到控制開關314的一端和電阻器324的一端。控制開關314的另一端和電阻器324的另一端耦合到控制開關315的一端和電阻器325的一端，控制開關315的另一端和電阻325的另一端耦合到地電壓GND。具體地，電阻321設定為具有電阻值R，電阻322設定為具有電阻值R/2，電阻323設定為具有電阻值R/4，電阻324設定為具有電阻值R/8，電阻325設定為具有電阻值R/16。響應于工藝監測電路100的電壓比較器103的比較輸出信號，搜索控制單元104 的數字誤差補償值的最高有效位(MSB)的數字值Dtl提供到控制開關311。數字誤差補償值的第二位的數字值D1提供到控制開關312，數字誤差補償值的第三位的數字值D2提供到控制開關313。數字誤差補償值的第四位的數字值D3提供到控制開關314，數字誤差補償值的最低有效位(LSB)的數字值D4提供到控制開關315。因此，P溝道MOS FET 303的漏極電流Id由搜索控制單元104的數字誤差補償值的數字值Dc^ D1, D2, D3和D4決定，與P溝道MOSFET 303的漏極電流Id成比例的輸出電流Iqut流過P溝道MOS FET304。偏置控制單元22的偏置電流和可變電流源1023的偏置電流由P溝道MOS FET 304的輸出電流Iqut決定。在偏置控制單元22和可變電流源1023通過圖7所示的電路實現的情況下，也可以在實現偏置控制單元22的可變電流電路中通過使電阻器321、322、323、324和325的阻值相互不同來省略控制數據轉換表106和實現可變電流源1023的可變電流電路。《數字誤差補償值的確定，和不同電壓的收斂》圖8示出根據圖2示出的本發明實施方式I的通過由高頻功率模塊I的校準電路10的搜索控制單元104執行的二分法搜索確定數字誤差補償值的數字值Dc^DpDyD3和D4方式，其中第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓Vtoti和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Votit2的電壓差收斂到最小狀態。圖8所示的校準電路10的校準操作一啟動，搜索控制單元104就控制數字誤差補償值的數字值Dp D1^D2, D3和D4到“ 10000”，并且只有控制開關311被控制到斷開狀態，其它控制開關312、313、314和315都被控制到導通狀態。因此，可變電阻通過控制開關311、312、313、314和315被設定為電阻器321的電阻值R。校準操作一啟動，第一元件特性檢測器101的第一檢測電壓Vron和第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vott2就由于半導體制造工藝的變化而不同。在用于確定數字誤差補償值的最高有效位的數字值Dtl的電壓比較器103中的第一電壓比較中，第二檢測電壓Vout2低于第一檢測電壓Votti。因此，搜索控制單元104改變數字誤差補償值的最高有效位的數字值Dtl從高電平“I”到低電平“0”，并且改變數字誤差補償值的第二位的數字值D1從低電平“O”到高電平“I”。因此，在用于確定數字誤差補償值的第二位的數字值D1的電壓比較器103中的第二電壓比較之前，控制開關311從斷開狀態變為導通狀態，控制開關312從導通狀態變為斷開狀態，并且可變電阻由控制開關311-315改變到電阻器322的R/2的電阻值。因此，P溝道MOSFET 303的漏極電流Id和P溝道MOS FET 304的輸出電流Iqut增加。因此，可變電流源1023的偏置電流增加，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vtot2增加。在用于確定數字誤差補償值的第二位的數字值D1的電壓比較器103的第二電壓比較時，第二檢測電壓Vott2高于第一檢測電壓Votti。因此，搜索控制單元104將數字誤差補償值的第二位的數字值D1保持在高電平“I”并將數字誤差補償值的第三位的數字值D2從低電平“O”變為高電平“I”。因此，在用于確定數字誤差補償值的第三位的數字值D2的電壓比較器103中的第三電壓比較之前，控制開關312保持斷開狀態，控制開關313從導通狀態變為斷開狀態，并且可變電阻由控制開關311-315改變到電阻器322的R/2的電阻值和電阻器323的R/4的電阻值的電阻和。因此，P溝道MOS FET 303的漏極電流Id和P溝道MOS FET 304的輸出電流Iqut減少。因此，可變電流源1023的偏置電流減少，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Votit2減少。 在用于確定數字誤差補償值的第三位的數字值D2的電壓比較器103的第三電壓比較時，第二檢測電壓Vott2高于第一檢測電壓Votti。因此，搜索控制單元104將數字誤差補償值的第二位的數字值D1保持在高電平“ 1”，將數字誤差補償值的第三位的數字值D2保持在高電平“I”，并將數字誤差補償值的第四位的數字值D3從低電平“O”變為高電平“I”。因此，在用于確定數字誤差補償值的第四位的數字值D3的電壓比較器103中的第四電壓比較之前，控制開關313保持斷開狀態，控制開關314從導通狀態變為斷開狀態，并且可變電阻由控制開關311-315改變到電阻器322的R/2的電阻值、電阻器323的R/4的電阻值和電阻器324的R/8的電阻值的電阻和。因此，P溝道MOS FET303的漏極電流Id和P溝道MOS FET 304的輸出電流Iqut減少。因此，可變電流源1023的偏置電流減少，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vott2減少。在用于確定數字誤差補償值的第四位的數字值D3的電壓比較器103的第四電壓比較時，第二檢測電壓Vott2低于第一檢測電壓Votti。因此，搜索控制單元將數字誤差補償值的第三位的數字值D2保持在高電平“1”，將數字誤差補償值的第四位的數字值D3從高電平“ I”變為低電平“0”，并將數字誤差補償值的第五位的數字值D4從低電平“O”變為高電平“I”。因此，在用于確定數字誤差補償值的最低有效位的數字值D4的電壓比較器103中的最后和第五電壓比較之前，控制開關314從斷開狀態變為導通狀態，控制開關315從導通狀態變為斷開狀態，并且可變電阻由控制開關311-315改變到電阻器322的R/2的電阻值、電阻器323的R/4的電阻值、和電阻325的R/16的電阻值的電阻和。因此，P溝道MOS FET303的漏極電流Id和P溝道MOS FET 304的輸出電流Iqut增加。因此，可變電流源1023的偏置電流增加，第二元件特性檢測器102的第二檢測電壓Vtot2增加。在用于確定數字誤差補償值的最低有效位的數字值D4的電壓比較器103的最后和第五電壓比較時，第二檢測電壓Vtot2高于第一檢測電壓Votti。因此，搜索控制單元104將數字誤差補償值的第四位的數字值D3保持在低電平“0”，并將數字誤差補償值的最低有效位的數字值D4保持在高電平“ I ”。《用于校準操作的時鐘產生單元》圖9示出了根據圖2所示的本發明實施方式I的用于產生高頻功率模塊I的校準電路10的搜索控制單元104的操作時鐘的時鐘產生單元105的配置。如圖9所示，時鐘產生單元105產生圖2中示出的產生校準電路10的搜索控制單元104的搜索控制操作時鐘，時鐘產生單元105包括三級串聯耦合的反相器Invl、Inv2和Inv3。第一級反相器Invl的輸入端耦合到最后級反相器Inv3的輸出端，第一級反相器Invl的輸出端耦合到中間級反相器Inv2的輸入端，中間級反相器Inv2的輸出端耦合到最后級反相器Inv3的輸入端。時鐘輸出信號從最后級反相器Inv3的輸出端產生。圖9所示的時鐘產生單元105的三級串聯耦合反相器InvI、Inv2和Inv3的每一個反相器可以包括CMOS反相器，該CMOS反相器包括P溝道MOS FET和N溝道MOS FET。可以通過CMOS半導體制造工藝在形成圖2所示的P溝道MOS FET 10161、10162、10261和10262以及N溝道MOS FET 1014、1015、1024、1025、211和212的同時來形成CMOS反相器。圖10示出了根據圖9所示的本發明的實施方式I中時鐘產生單元105與高頻功率放大器電路20和校準電路10 —起形成在CMOS硅半導體芯片“Chip”中的方式，時鐘產·生單元105包括三級串聯耦合的CMOS反相器Invl、Inv2和Inv3的環形振蕩器。如圖10所示，根據本發明實施方式I的高頻功率模塊I安裝CMOS硅半導體芯片“Chip”，其包括高頻功率放大器電路20、校準電路10和時鐘產生單元105，并且在同一模塊上安裝分別耦合到高頻功率放大電路20的RP信號輸入端和RF信號輸出端的輸入匹配電路108和輸出匹配電路109。圖11示出了根據本發明實施方式I的高頻功率模塊I的另一實施例，其中時鐘產生單元105包括安裝在共同模塊中的晶體振蕩器、CMOS硅半導體芯片“Chip”、輸入匹配電路108和輸出匹配電路109。如圖11所示，高頻功率放大器電路20和校準電路10形成在CMOS硅半導體芯片“Chip” 中。(實施方式2)圖12示出了根據本發明實施方式2的高頻功率模塊I的配置。根據圖12所示的本發明實施方式2的高頻功率模塊I在以下方面不同于根據圖I所示的本發明實施方式I的高頻功率模塊I。S卩，根據圖12所示的本發明實施方式2的高頻功率模塊I還包括上電檢測電路110 ;功率管理電路111 ;增益控制電路112和增益控制導向的可變電流源113。增益控制電路112控制增益控制導向的可變電流源113，從而基本與自動功率控制電壓Vapc成比例的可變電流流過增益導向的可變電流源113。因此，使得放大器單元21的放大增益基本與自動功率控制電壓Vapc成比例。外部電源電壓Vdd從高頻功率模塊I的外部,例如從如手機的無線通信終端的電池提供到上電檢測電路110和功率管理電路111。因此，上電檢測電路110能夠通過外部電源電壓Vdd的電壓電平上升檢測到上電。圖13是示出根據圖12的本發明實施方式2的高頻功率模塊I的操作的波形圖。如圖13所示，當外部電源電壓Vdd的電壓電平由于上電而開始上升時，上電檢測電路110提供上電復位信號Pon_Reset到功率管理電路111。響應于上電復位信號Pon_Rese，功率管理電路111產生校準操作電源電壓VDD_CAL，并且將其提供到校準電路10的工藝監測電路100的第一元件特性檢測電路101、第二元件特性檢測電路102和電壓比較器103以及提供到搜索控制單元104、時鐘產生單元105、控制數據轉換表106和控制數據保持單元107。通過校準操作電源電壓Vdd_CAL提供到時鐘產生單元105而從時鐘產生單元105產生提供到校準電路10的搜索控制單元104的操作時鐘信號CLK。在操作時鐘信號CLK的振蕩頻率基本穩定時，校準操作啟動信號CAL_Start由上電檢測電路110產生并被提供到搜索控制單元104。
響應于操作時鐘信號CLK和校準操作啟動信號CAL_Start，搜索控制單元104連續地計算數字誤差補償值的數字值％、D1^D2, D3和D4,其根據合適的搜索算法，例如二分法搜索，最小化第一元件特性檢測器101的第一檢測輸出信號和第二元件特性檢測器102的第二檢測輸出信號之間的差。根據這種方式計算的搜索控制單元104的數字誤差補償值的數字值D。、D1, D2, D3和D4，確定第二元件特性檢測器102的可變電流源1023的可變恒定電流和偏置控制單元22的偏置電流。在搜索控制單元104的數字誤差補償值的數字值DpDpDyD3和D4的計算操作完成時(即，完成數字誤差補償值的最低有效位LSB的數字值04的產生時)，校準操作結束信號CAL_End由搜索控制單元104產生并被提供到功率管理電路111。響應于校準操作結束信號CAL_End，功率管理電路111設定校準操作電源電壓VDD_CAL的電壓電平基本為零。因此，可以降低第一元件特性檢測電路101、第二元件特性檢測電路102、電壓比較器103、搜索控制單元104、時鐘產生單元105和控制數據轉換表106的功耗。響應于校準操作結束信號CAL_End，功率管理電路111產生RF操作電源電壓VDD_RF，并將其提供到放大器單元21、偏置控制單元22、增益控制電路112和增益控制導向的可變電流源113。因此，放大器單元21、偏置控制單元22、增益控制電路112、增益控制導向的可變電流源113和控制數據保持單元107被RF操作電源電壓Vdd_RF激活到操作狀態。因此，在高頻功率放大器電路20的放大器單元21和偏置控制單元22中，處理半導體制造工藝變化的補償操作由數字反饋控制執行。在產生校準操作結束信號CAL_End之前，RF操作電源電壓Vdd_RF的電壓電平被設定為基本為零。因此，可以降低放大器單元21、偏置控制單元22、增益控制電路112和增益控制導向的可變電流源113的功耗。(實施方式3)圖14是示出根據本發明實施方式3的校準電路10的工藝監測電路100的第一元件特性檢測器101和第二元件特性檢測器102的配置圖以及放大器單元21的配置圖。根據圖14示出的本發明實施方式3的校準電路10和放大器單元21在以下方面不同于根據圖2示出的本發明實施方式I的校準電路10和放大器單元21。即，包括在根據圖2示出的本發明實施方式I的校準電路10和放大器單元21中的N溝道MOS FET 1014、1015、1024、1025、211和212由被包括在根據圖14所示的本發明實施方式3的校準電路10和放大器單元21中的硅NPN雙極晶體管1014、1015、1024、1025、211和212所代替。因此，在圖14所示的本發明實施方式3中使用了 BiCOMS半導體制造工藝。即，硅NPN雙極晶體管1014、1015、1024、1025、211和212由BiCMOS半導體制造工藝的雙極工藝形成。P溝道MOS FET10161、10162、10261、10262和時鐘產生單元105的三級串聯耦合CMOS反相器由BiCMOS半導體制造工藝的CMOS工藝形成。在優選實施方式中，硅NPN雙極晶體管可以是異質結雙極晶體管(HBT)，其基極區域是比在發射區域中硅具有更小帶隙的硅-鍺。在另一方面，圖14示出的本發明實施方式3也有效地用于由于BiCMOS半導體制造工藝的雙極工藝的變化和由早期效應引起的有效基極寬度的變化而導致雙極晶體管的基極寬度Wb變化的場合。即，即使由于半導體制造工藝變化引起有效基極寬度變化，反饋控制也由搜索控制單元104的數字誤差補償值執行，從而最小化監測電路100中第一元件特性檢測器101的第一檢測輸出信號和第二元件特性檢測器102的第二檢測輸出信號間的差。同樣在雙極晶體管的基極-發射極雜質濃度變化，從而基極和發射極的串聯電阻分量由于雙極工藝的變化而變化，結果導致電導也變化的場合，可以通過根據圖14所示的本發明實施方式3的時鐘誤差補償值來應用反饋控制。
如上所述，通過本發明人完成的發明已基于各種實施方式被具體解釋了。然而，需要強調本發明并不局限于實施方式，其可以在不脫離主旨的范圍內具有各種改變。例如，在如圖14所示的本發明實施方式3中，雙極晶體管1014、1015、1024、1025、211和212可以不必須是硅晶體管，他們可以是使用例如GaAs和InGaP的復合半導體的異質結雙極晶體管(HBT)。在這種情況下，復合半導體異質結雙極晶體管(HBT) 1014、1015、1024、1025、211 和 212 集成在復合半導體芯片中，P溝道MOS FET10161、10162、10261、10262和時鐘產生單元105的三級串聯耦合CMOS反相器、運算放大器1011和1021以及電壓比較器103集成在娃半導體芯片中。圖 2 所示的 MOS FET 1014、1015、1024、1025、211 和 212 可以是使用 LDMOS 工藝的MOS FET。此外，圖7所示的可變電流源的配置可以是另一種配置，其中電阻321、322、323、324和325分別并聯耦合，開關311、312、313、314和315分別串聯耦合在電阻321、322、323、324,325和GND之間，電阻321、322、323、324和325的另一端耦合到調節電阻器305。在搜索控制單元104中的搜索算法也可以使用除二分法搜索之外的其他算法，例如線性算法。根據本發明的高頻功率放大器電路不局限于能夠安裝在手機終端發射機中的高頻功率放大器電路；然而，毋庸置疑，其能夠適用作為能夠安裝在無線LAN通信終端中的高頻電源放大器電路。
權利要求
1.一種聞頻電路，包括高頻功率放大器電路，包括放大器單元和偏置控制單元；工藝監測電路；搜索控制單元；和時鐘產生單元，其中配置高頻功率放大器電路的放大器單元的放大晶體管的放大增益被偏置控制單元設定的放大晶體管的偏置電流控制，其中工藝監測電路包括第一元件特性檢測器、第二元件特性檢測器和電壓比較器，其中第一元件特性檢測器的第一復制晶體管、第二元件特性檢測器的第二復制晶體管和放大器單元的放大晶體管由相同的半導體制造工藝形成，其中第一元件特性檢測器將第一復制晶體管的第一輸出電流轉換成第一檢測電壓，其中第二元件特性檢測器將第二復制晶體管的第二輸出電流轉換成第二檢測電壓，其中電壓比較器比較第一檢測電壓和第二檢測電壓，并提供比較輸出信號給搜索控制單元，其中，響應于時鐘產生單元產生的時鐘信號和電壓比較器的比較輸出信號，搜索控制單元根據預定搜索算法產生用于最小化第一檢測電壓和第二檢測電壓之間的差的多位數字誤差補償值，并且其中響應于根據預定搜索算法最終存儲在搜索控制單元中的數字誤差補償值，第二元件特性檢測器和偏置控制單元被反饋控制。
2.根據權利要求I的高頻電路，其中，在用于形成高頻功率放大器電路的半導體制造工藝的變化能夠被基本上忽略的理想狀況下，第一元件特性檢測器的第一檢測電壓和第二元件特性檢測器的第二檢測電壓被設定到基本相等的電壓電平。
3.根據權利要求2的高頻電路，其中，在所述理想狀況下，第二復制晶體管的第二輸出電流被設定為大于第一復制晶體管的第一輸出電流，其中第一元件特性檢測器包括用于將第一復制晶體管的第一輸出電流轉換為第一檢測電壓的第一電流-電壓轉換電阻器，和用于將第二復制晶體管的第二輸出電流轉換為第二檢測電壓的第二電流-電壓轉換電阻器，并且其中第一電流-電壓轉換電阻器被設定為大于第二電流-電壓轉換電阻器，以將第一檢測電壓和第二檢測電壓設定為理想狀況下的處于基本相等的電壓電平。
4.根據權利要求3的高頻電路，其中第一元件特性檢測器包括耦合到第一復制晶體管以配置電流鏡的第一偏置晶體管，和用于使第一電流穿過第一偏置晶體管的第一電流源，其中第二元件特性檢測器包括耦合到第二復制晶體管以配置電流鏡的第二偏置晶體管，和用于使第二電流穿過第二偏置晶體管的第二電流源，其中放大器單元包括耦合到放大晶體管以配置電流鏡的第三偏置晶體管，其中流過放大器單元的第三偏置晶體管的第三電流由配置為第三電流源的偏置控制單元設定，并且其中響應于最終存儲在搜索控制單元中的數字誤差補償值，控制流過第二元件特性檢測器的第二電流源的第二電流值和流過放大器單元的第三電流源的第三電流值。
5.根據權利要求4的高頻電路，其中第一元件特性檢測器包括第一參考電壓源；第一運算放大器；和包括第一輸入P溝道MOS FET和第一輸出P溝道MOS FET的第一電流鏡晶體管對，其中第二元件特性檢測器包括第二參考電壓源；第二運算放大器；和包括第二輸入P溝道MOS FET和第二輸出P溝道MOS FET的第二電流鏡晶體管對，其中第一參考電壓源的第一參考電壓被提供到第一運算放大器的非反相輸入端，其中第一運算放大器的輸出端耦合到第一電流鏡晶體管對的第一輸入P溝道MOS FET的源極和第一輸出P溝道MOS FET的源極，其中第一輸入P溝道MOS FET的柵極和第一輸出P溝道MOSFET的柵極相互耦合，其中第一輸入P溝道MOS FET的柵極耦合到第一輸入P溝道MOS FET的漏極、第一復制晶體管的輸出電極和第一運算放大器的反相輸入端，其中第一輸出P溝道MOS FET的漏極耦合到第一電流電壓轉換電阻器和電壓比較器的一個輸入端，其中第二參考電壓源的第二參考電壓被提供到第二運算放大器的非反相輸入端，其中第二運算放大器的輸出端耦合到第二電流鏡晶體管對的第二輸入P溝道MOS FET的源極和第二輸出P溝道MOS FET的源極，其中第二輸入P溝道MOS FET的柵極和第二輸出P溝道MOSFET的柵極相互耦合，其中第二輸入P溝道MOS FET的柵極耦合到第二輸入P溝道MOS FET的漏極、第二復制晶體管的輸出電極和第二運算放大器的反相輸入端，其中第二輸出P溝道MOS FET的漏極耦合到第二電流電壓轉換電阻器和電壓比較器的另一輸入端，并且其中第二參考電壓源的第二參考電壓被設定為大于第一參考電壓源的第一參考電壓。
6.根據權利要求5的高頻電路，其中第一復制晶體管、第二復制晶體管、放大晶體管、第一偏置晶體管、第二偏置晶體管和第三偏置晶體管都是由相同的半導體制造工藝形成的N溝道MOS FET0
7.根據權利要求5的高頻電路，其中第一復制晶體管、第二復制晶體管、放大晶體管、第一偏置晶體管、第二偏置晶體管和第三偏置晶體管都是由相同的半導體制造工藝形成的雙極晶體管。
8.根據權利要求5的高頻電路，其中第一復制晶體管、第二復制晶體管、放大晶體管、第一偏置晶體管、第二偏置晶體管和第三偏置晶體管都是由相同的半導體制造工藝形成在復合半導體芯片中的異質結雙極晶體管。
9.根據權利要求5的高頻電路，其中高頻功率放大器電路、工藝監測電路、搜索控制單元和時鐘產生單元形成在單個半導體芯片中。
10.根據權利要求5的高頻電路，其中高頻功率放大器電路、工藝監測電路、搜索控制單元和時鐘產生單元設置在共同的高頻功率模塊中，并且高頻功率放大器電路、工藝監測電路和搜索控制單元形成在單個半導體芯片中。
11.根據權利要求5的高頻電路，還包括控制電路；電源電路；和控制數據保持單元，其中控制電路和電源電路由外部電源電壓供電，并且控制電路提供控制啟動信號到電源電路，其中，響應于控制啟動信號，電源電路提供校準電源電壓到工藝監測電路的第一元件特性檢測器、第二元件特性檢測器和電壓比較器以及搜索控制單元和時鐘產生單元，其中工藝監測電路的第一元件特性檢測器、第二元件特性檢測器和電壓比較器以及搜索控制單元和時鐘產生單元使用校準電源電壓執行校準操作，并且由此數字誤差補償值根據預定搜索算法最終存儲在搜索控制單元中，其中，當數字誤差補償值最終存儲在搜索控制單元中并且校準操作的執行完成時，搜索控制單元提供控制結束信號到電源電路，其中，響應于控制結束信號，電源電路提供高頻放大電源電壓到放大器單元和偏置控制單元，并且其中放大器單元和偏置控制單元使用高頻放大電源電壓執行高頻放大操作，并且在高頻放大操作期間，提供到工藝監測電路的第一元件特性檢測器、第二元件特性檢測器和電壓比較器以及搜索控制單元和時鐘產生單元的校準電源電壓被設定為低電壓。
12.根據權利要求11的高頻電路，其中，在校準操作期間，提供到放大器單元和偏置控制單元的高頻放大電源電壓被設定為低電壓。
13.根據權利要求12的高頻電路，其中控制電路配置為上電檢測電路，其用于檢測外部電源電壓的上電，其中配置為上電檢測電路的控制電路提供作為上電復位信號的控制啟動信號到電源電路,并且其中，當時鐘產生單元產生的時鐘信號的振蕩頻率在開始提供校準電源電壓到時鐘產生單元后基本穩定時，配置為上電檢測電路的控制電路提供校準啟動信號到搜索控制單J Li ο
14.根據權利要求13的高頻電路，還包括增益控制電路；和增益控制導向的可變電流源，其中增益控制電路控制增益控制導向的可變電流源，從而使得與自動功率控制電壓基本上成比例的增益控制導向的可變電流流過增益控制導向的可變電流源，其中流過增益控制導向的可變電流源的增益控制導向的可變電流被提供到放大器單元，并且其中在高頻放大操作期間，電源電路提供高頻放大電源電壓到增益控制電路和增益控制導向的可變電流源。
15.一種高頻模塊，包括高頻功率放大器電路；工藝監測電路；搜索控制單元；和時鐘產生單元，其中高頻功率放大器電路包括放大器單元和偏置控制單元，其中放大器單元的放大晶體管的放大增益由偏置控制單元設定的放大晶體管的偏置電流控制，其中工藝監測電路包括由與放大器單元的放大晶體管相同的半導體制造工藝形成的復制晶體管，并且由此工藝監測電路產生監測復制晶體管特性的監測輸出，其中，響應于時鐘產生單元的校準時鐘信號和工藝監測電路的監測輸出，搜索控制單元根據預定搜索算法產生用于調整放大晶體管放大增益的多位數字補償值，并且其中響應于根據預定搜索算法存儲在搜索控制單元中的數字補償值，工藝監測電路和偏置控制單元被反饋控制。
16.根據權利要求15的高頻模塊，其中放大器單元的放大晶體管和工藝監測電路的復制晶體管是由相同的半導體制造工藝形成的N溝道MOS FET0
17.根據權利要求15的高頻模塊，其中放大器單元的放大晶體管和工藝監測電路的復制晶體管是由相同的半導體制造工藝形成的雙極晶體管。
18.根據權利要求15的高頻模塊，其中高頻功率放大器電路、工藝監測電路、搜索控制單元和時鐘產生單元形成在單個半導體芯片中，并且校準電路包括工藝監測電路、搜索控制單元和時鐘產生單元。
19.根據權利要求15的高頻模塊，其中高頻功率放大器電路、工藝監測電路和搜索控制單元形成在單個半導體芯片中，并且其中時鐘信號從時鐘產生單元提供到校準電路，該校準電路包括工藝監測電路和搜索控制單元。
20.根據權利要求15的高頻模塊，還包括控制電路；電源電路；和控制數據保持單元，其中控制電路和電源電路由外部電源電壓供電，控制電路提供控制啟動信號到電源電路，其中，響應于控制啟動信號，電源電路提供校準電源電壓到工藝監測電路、搜索控制單元和時鐘產生單元，其中工藝監測電路、搜索控制單元和時鐘產生單元使用校準電源電壓執行校準操作，并且由此數字補償值根據預定搜索算法被存儲在搜索控制單元中，其中，當數字補償值最終被存儲在搜索控制單元并且校準操作的執行完成時，搜索控制單元提供控制結束信號到電源電路，其中，響應于控制結束信號，電源電路提供高頻放大電源電壓到放大器單元和偏置控制單兀，其中放大器單元和偏置控制單元使用高頻放大電源電壓執行高頻放大操作，并且其中在高頻放大操作期間，提供到工藝監測電路、搜索控制單元和時鐘產生單元的校準電源電壓被設定為低電壓。
全文摘要
提供了一種高頻電路和高頻模塊，其中通過數字控制補償改善了補償操作的準確性。放大器單元的放大器元件的放大增益被偏置控制單元的偏置電流控制。校準電路的工藝監測電路包括第一和第二元件特性檢測器和電壓比較器。檢測器將復制元件的電流轉換為第一和第二檢測電壓。電壓比較器比較第一和第二檢測電壓并且提供比較輸出信號到搜索控制單元。響應于比較器的比較輸出信號和時鐘產生單元的時鐘信號，控制器根據預定搜索算法產生多位數字補償值，第二檢測器的偏置控制單元被反饋控制。
文檔編號H03F3/19GK102916660SQ201210274449
公開日2013年2月6日 申請日期2012年8月3日 優先權日2011年8月5日
發明者門井涼, 林范雄, 清水智, 山本昭夫 申請人:瑞薩電子株式會社