，具體步驟為：
[0149] 首先得到6bit格雷映射碼表，采用遞歸生成碼表的方式，因格雷碼是反射碼，采用 如下規則進行遞歸構造：
[0150] ①1位格雷碼有兩個碼字0，1
[0151] ②(n+1)位格雷碼中的前2"個碼字等于η位格雷碼的碼字，按順序書寫，加前綴0
[0152] ③(η+1)位格雷碼中的后2"個碼字等于η位格雷碼的碼字，按逆序書寫，加前綴1
[0153] 可得化it格雷碼如下，
[0154] 000000、〇〇〇〇〇!、〇〇〇〇!1、〇〇〇〇!〇、〇〇〇11〇、〇〇〇111、〇〇〇1〇1、〇〇〇!〇〇、〇〇1100、 001101、001111、001110、001010、001011、001001、001000、011000、011001、011011、011010、 011110、011111、011101、011100、010100、010101、010111、010110、010010、010011、010001、 010000、110000、110001、110011、110010、110110、110111、110101、110100、111100、111101、 111111、111110、111010、111011、111001、111000、101000、101001、101011、101010、101110、 101111、101101、101100、100100、100101、100111、100110、100010、、10011、100001、100000
[0155] 對得到的化it格雷碼映射到相應的星座點，對于任一星座點XI，其對應的比特序 列個數為26XP(Xi)，例如對于星座點Xi = -7,其對應的比特序列個數為2bx-^ = 4。從星座 點Xi = -1巧Ij星座點Xi = 15按照給出的格雷碼的順序進行映射，每個星座點映射的比特序列 個數按照式子26XP(Xi)來計算，得到的星座點和比特序列的映射關系如表2所示。
[0156]
[0157]~
[015引表2中，X對應比特位，該比特位可W取0,也可W取1。
[0159] 通過本發明實施例的方法，實現了將幾個比特序列映射到同一個星座點（發送符 號）中，實現了星座點的不等概率分布，在相同的信道容量時，不等概率分布星座圖所需要 的信噪比要低于等概率星座圖所需要的信噪比，提高了系統的性能。
[0160] 本發明實施例的性能仿真圖如圖6-8所示，圖6中橫軸代表信噪比，縱軸代表信道 容量，從圖6中可W看出在高斯白噪聲信道W中，在相同的信道容量時，不等概率分布星座圖 所需要的信噪比要低于等概率星座圖所需要的信噪比，圖中的香農容量為發送符號能量固 定時信道的最大互信息；圖7中橫軸代表信噪比，縱軸代表誤帖率，N = 256;圖8中橫軸代表 信噪比，縱軸代表誤帖率，N = 512;從圖7和圖8中可W看出在相同的誤帖率下，不等概率分 布星座圖所需要的信噪比要低于等概率星座圖所需要的信噪比。
[0161] 從仿真圖中可W看出，本發明的不等概率星座圖相對于傳統的等概率星座圖而 言，可W提高系統的性能。
[0162] 相應于上述方法實施例，本發明實施例還提供了一種比特交織極化編碼調制裝 置，如圖9所示，該裝置可W包括：
[0163] 連續概率分布值確定模塊901，用于根據最大化互信息條件，計算目標比特序列所 對應的Μ維星座圖中各星座點的連續概率分布值P(xi)，其中，所述目標比特序列為初始比 特序列經比特交織極化編碼模塊所進行的比特交織極化編碼處理后所得到的序列；
[0164] 離散概率分布集合確定模塊902,用于構建維星座圖中各星座點為葉節點的哈 夫曼樹，并將得到的星座點的連續概率分布值P(xi)按照最靠近的2^進行離散化，得到星座 點的離散概率分布集合，其中，kez+，k為哈夫曼樹中星座點對應節點的深度；
[0165] 不等概率星座圖確定模塊903,用于將得到的星座點的離散概率分布集合與格雷 映射相結合，取S〉l〇g2M，獲得星座點的不等概率星座圖，其中，S為目標比特序列中調制符 號對應的比特序列長度，Μ為所述目標比特序列所對應發送符號的維數；
[0166] 調制模塊904,用于將所述目標比特序列按照所述不等概率星座圖的映射方式進 行調制，獲得信道W的輸入符號序列Χ=(Χ1，Χ2, . . .，ΧΝ)。
[0167] 應用本發明所提供的裝置，實現了星座圖的不等概率分布，使信道互信息達到最 大，優化了系統性能。
[0168] 更進一步的，比特交織極化編碼模塊可W包括：
[0169] 容量計算子模塊，用于將2S進制初始比特序列輸入到信道^心，|6^，并分解成S個 二進制并行子信道{〇1，叫'。爪}，計算各二進制并行子信道的容量1柄）；
[0170] 噪聲差計算子模塊，用于根據各二進制并行子信道的容量Ι(α^，計算與該容量相 等的二進制輸入加性高斯白噪聲信道的噪聲方差〇2(aj);
[0171] 高斯分布值計算子模塊，用于根據σ2(α^，采用高斯近似方法計算極化編碼器Gn輸 入端的s*N個二進制極化子信道的的高斯分布均值；
[0172] 目標序列確定子模塊，用于根據各二進制極化子信道的均值計算每一個二 進制極化子信道信道傳輸錯誤概率巧W；,,、-），將s*N個二進制極化子信道按照傳輸錯誤概率 從大到小的順序排序，選取錯誤概率最小的K個二進制極化子信道作為信息比特位，其它二 進制極化子信道作為固定比特位，得到比特交織極化編碼的輸出比特序列。
[0173] 具體的，在一種實現方式中，所述的最大互信息條件用于計算星座圖概率分布，該 條件表述如下：
[0174] 固定Μ維星座圖中各個星座點位置λ·,εΛ'和星座圖的最大平均符號能量P，信道互 信息表示為Ι(Χ;Υ)=Η(Χ)-Η(Χ|Υ)，其中Η( ·)表示賭函數，X為信道輸入符號，Υ為信道輸出 符號，Ε[Χ2]為星座圖平均符號能量，則星座點概率Ρ(χι)滿足：
[0175] max mizeI(X,Y)
[0176] subject to E[X^]<P；
[0177] 相應的，連續概率分布值確定模塊具體用于：
[017引利用matlab中的凸優化工具解決滿足條件6[乂2]<口時的凸優化問題，得到最大平 均符號能量P確定情況下使信道互信息Ι(Χ，Υ)最大的星座圖概率分布P(xi)，求解max mizeI(X，Y)，
'i，je{1，...，M}。
[0179] 具體的，在第二種實現方式中，所述的最大互信息條件用于計算星座圖概率分布， 該條件表述如下：
[0180] 固定Μ維星座圖中各個星座點位置和星座圖的最大平均符號能量P，輸入符 號最大賭表示為H( · )，X為信道輸入符號。E[X2]為星座圖平均符號能量，則星座點的概率 分布集合磅滿巧
[0181] 相應的，連續概率分布值確定模塊具體用于：
[0182] 將求解最大互信息簡化為求解最大輸入符號賭函數Η ( X )，求解
'當平均符號能量E[X2]等于最大平均符號能量即寸，H(X)達到最大值，求 解過程中規定星座點概率服從Maxwe 11 -Bo 11 zmann分布，
[01化]式子中，璋表示為星座點的概率分布集合，
P(xi)為星座點xi的概率， W(y I XI)為物理信道的轉移概率密度函數；
[0187] 平均符號能量E[X2]是參數V的單調函數，根據等式E[X2]=P，采用二分法求得V值， 得到星座圖概率分布Λ。
[0188] 具體的，所述的每一個二進制極化子信道的傳輸錯誤概率為：
[0189]
[0190] 其中表示為第^'〇'￡{1，...，3}個二進制并行子信道對應的第1，1￡{1，...， N}個二進制極化子信道，Q函數的表達式為
[0191 ]具體的，容量計算子模塊具體用于：
[0192] 計算每個二進制并行子信道的信道轉移概率密度函數，計算公式為
,/二I，…，X，其中；kf表示所有第j比特等于S的比特序列 所對應的符號集合，W(y|xj)表示輸入符號為輸出符號為y的物理信道轉移概率密 度函數；
[0193] 根據Pn，計算子信道的信道容量，公式如下：
[0194]
[01Μ]具體的，噪聲差計算子模塊，具體用于：
[0196] 確定二進制輸入加性高斯白噪聲信道傳輸模型為u=(l-2c)+z，其中U為二進制輸 入加性高斯白噪聲信道的輸出符號，C為發送比特，Z為信道W的噪聲，Z服從均值為0,方差為 的高斯分布；
[0197] 加性高斯白噪聲信道容量的計算公式為：
[019 引
[0199] 其中，丫 = l-2c，
弓加性高斯白噪聲信道轉移概 率密度函數，P(u|-1)為二進制加性高斯白噪聲信道下輸入符號為-1輸出符號為U的信道轉 移概率密度函數，p(u 1+1)為二進制加性高斯白噪聲信道下輸入符號為1輸出符號為U的信 道轉移概率密度函數；
[0200] lAWGN(〇2)為噪聲方差σ2的單調遞減函數，采用二分法求解二進制輸入加性高斯白 噪聲信道容量的噪聲方差〇2(aj)，從而滿足lAWGN(〇2(aj)) = I(aj)。
[0201] 具體的，所述的高斯分布均值《!^計算通過n=log2N次迭代計算得到，具體步驟 為：
[0202] 第j，j e {1，. . .，S}個二進制并行子信道α非片對應的第i，i e {1，. . .，N}個二進制 極化子信道frg的概率密度函數對數似然比對應的高斯分布均值的遞歸計算公式如 下：
[0203] 其中
函數口 (Υ)的計算公式為
[0204]
[0205] 需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關系術語僅僅用來將一個實 體或者操作與另一個實體或操作區分開來，而